MAX1638：高性能CPU电源降压控制器的设计与应用

在当今的高端计算机系统中，CPU电源的稳定性和高效性至关重要。MAX1638作为一款超高性能的降压DC - DC控制器，为CPU电源提供了出色的解决方案。下面我们就来详细了解一下MAX1638的特点、应用以及设计要点。

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一、产品概述

MAX1638是专为高端计算机系统中的CPU电源设计的BiCMOS电源控制器，采用开关模式降压（buck）拓扑结构的DC - DC转换器。它具备以下显著特点：

1. 高精度输出：输出电压精度在负载和线路变化时优于±1%，能为CPU提供稳定的电源。
2. 高效率：通过同步整流技术，效率超过90%，有效降低功耗。
3. 快速瞬态响应：能快速纠正由动态时钟CPU引起的输出瞬变，确保系统稳定运行。
4. 可编程输出：输出电压可通过数字方式在1.3V至3.5V之间进行编程，满足不同CPU的需求。
5. 高开关频率：开关频率可通过引脚选择300kHz、600kHz或1MHz，允许使用小尺寸的表面贴装电感器，减少输出滤波电容需求，降低电路板面积和系统成本。

二、应用领域

MAX1638广泛应用于多种计算机系统和设备，包括：

1. 处理器系统：如Pentium Pro、Pentium II、PowerPC、Alpha和K6等系统。
2. 工作站和台式计算机：为CPU提供稳定的电源，确保系统性能。
3. LAN服务器：满足服务器对电源稳定性和高效性的要求。
4. GTL总线终端：为总线提供合适的电源。

三、关键技术解析

1. 电流模式PWM控制器

MAX1638的核心是一个多输入开环比较器，它将缓冲反馈信号、电流感测信号和斜率补偿斜坡信号相加，实现对输出电压的逐周期控制。误差放大器将放大后的反馈电压与内部参考电压进行比较，生成输出电压误差信号。这种直接求和的配置接近理想的逐周期控制，能有效调节输出电压。

2. 内部参考电压

内部3.5V参考电压（REF）在0°C至+85°C范围内精度为±1%，可作为系统参考。使用时需用0.1µF（最小）陶瓷电容将REF旁路到AGND，对于高电流应用，建议使用更大值的电容（如2.2µF）。负载调节在负载高达100µA时为10mV，参考欠压锁定在2.7V至3V之间，短路电流小于4mA。

3. 同步整流驱动器

同步整流通过用低导通电阻的MOSFET开关替代普通的肖特基二极管或MOSFET体二极管，减少整流器中的传导损耗。同时，同步整流器还能通过预充电用于高端开关栅极驱动电路的升压电荷泵，确保正确启动。DL驱动波形是DH高端驱动波形的互补信号，典型控制死区时间为30ns，可防止交叉导通或直通。DL输出的导通电阻典型值为0.7Ω，最大值为2Ω。

4. BST高端栅极驱动电源和MOSFET驱动器

高端N沟道开关的栅极驱动电压通过飞电容升压电路生成。电容交替从+5V电源充电，并与高端MOSFET的栅极和源极端子并联。栅极驱动电阻（R3和R4）可用于减少开关波形中的抖动，但可能会增加开关损耗，一般1Ω至5Ω的低值电阻适用于许多应用。

5. GlitchCatcher电流提升驱动器

MAX1638包含可选的GlitchCatcher电流提升电路驱动器，用于在需要在几十纳秒内提供几安培负载电流的应用中改善瞬态响应。当输出电压下降超过2%时，P沟道或N沟道开关导通，直接从VIN或地向输出注入电流，迫使输出恢复到调节范围内。驱动器的响应时间典型值为75ns，最小导通时间典型值为100ns。在输出电压小于2V和使用最小输出电容的应用中，GlitchCatcher能发挥最大优势。

6. 电流感测和过载电流限制

电流感测电路在通过感测电阻（R1）的电流使CSH和CSL之间的电压差超过峰值电流限制（典型值100mV）时，重置主PWM锁存器并关闭高端MOSFET开关。电流模式控制提供逐周期电流限制能力，实现最大过载保护。在正常运行时，感测电阻设定的峰值电流限制决定最大输出电流。当输出短路时，由于电流感测比较器的延迟，峰值电流可能高于设定的电流限制，因此采用折返电流限制，当输出（反馈）电压下降时，将设定的电流限制点从100mV降低到38mV。短路条件消除后，反馈电压上升，电流限制电压恢复到100mV。

7. 过压保护

当输出超过设定电压时，同步整流器（N2）被驱动为高电平（N1被驱动为低电平），使电感器迅速消耗存储的能量，并迫使故障电流流向地。由于电流受源阻抗和电流路径寄生电阻的限制，因此需要在+5V输入串联一个保险丝，以防止低阻抗故障，如高端MOSFET短路。否则，低端MOSFET最终可能会损坏。如果输入电压下降到欠压锁定点以下，DL将变为低电平。

8. 内部软启动

软启动允许在启动时逐渐增加内部电流限制，以减少输入浪涌电流。内部DAC在1536个振荡器周期内分四个步骤（25mV、50mV、75mV和100mV）将电流限制阈值从0V提高到100mV。

四、设计步骤

1. 设置输出电压

通过D0 - D4引脚选择输出电压，MAX1638使用内部5位DAC作为反馈电阻分压器。输出电压可通过D0 - D4输入在1.3V至3.5V之间进行数字设置。D0 - D4为逻辑输入，接受TTL和CMOS电压电平。MAX1638具有FB和AGND输入，允许采用开尔文连接进行远程电压和接地感测，以消除走线电阻对反馈电压的影响。

2. 选择误差放大器增益

根据CPU的电压精度要求设置误差放大器增益。MAX1638的环路增益控制输入（LG）允许在DC/AC电压精度与输出滤波电容要求之间进行权衡。通过将LG连接到不同的引脚（VCC、REF或GND），可将AC负载调节设置为2%、1%或0.5%。DC负载调节通常比AC负载调节好10倍，由LG引脚设置的增益决定。

3. 指定电感器

需要指定电感器的三个关键参数：电感值（L）、峰值电流（IPEAK）和直流电阻（RDC）。电感值可根据公式 (L=frac{V{OUT }left(V{IN(MAX) }-V{OUT }right)}{V{IN(MAX) } × f{OSC } × I{OUT } × LIR }) 计算，其中LIR为电感器峰 - 峰交流电流与直流负载电流的比值，典型值在0.1至0.5之间，一般取0.3。峰值电流可根据公式 (PEAK = I{OUT }+frac{V{OUT }left(V{IN(MAX) }-V{OUT }right)}{2 f{OSC } × L × V{IN(MAX)}}) 计算。电感器的直流电阻应小于电流感测电阻值，以确保高效性能。

4. 计算电流感测电阻值

根据电气特性中的最坏情况最小电流限制阈值电压和服务最大负载所需的峰值电感电流计算电流感测电阻值，公式为 (R{SENSE }=frac{85 mV}{I{PEAK }}) 。建议使用低电感电阻，如表面贴装功率金属条电阻。电流感测电阻的功率额定值应高于 (P{SENSE } geq frac{(115 mV)^{2}}{R{SENSE }}) ，在高电流应用中，可根据需要并联多个电阻以获得所需的电阻和功率额定值。

5. 选择输出滤波电容

输出滤波电容值通常由有效串联电阻（ESR）和电压额定要求决定，而不是由环路稳定性所需的实际电容值决定。由于MAX1638应用中的高开关电流和严格的调节要求，应使用专为开关调节器应用设计的低ESR电容，如Kemet T510、AVX TPS、Sprague 595D、Sanyo OS - CON或Sanyo GX系列。为确保稳定性，电容必须满足最小电容和最大ESR值的要求，公式分别为 (C{OUT }>frac{V{REF }left(1+frac{V{OUT }}{V{IN (MIN) }}right)}{V{OUT } × R{SENSE } × f{OSC }}) 和 (R{ESR}

6. 补偿反馈环路

为防止因不稳定导致的输出纹波过大和效率低下，需要对反馈环路进行适当补偿。补偿通过在反馈网络中设置相应的零点和极点来抵消DC - DC转换器传递函数中由功率开关和滤波元件产生的不需要的极点和零点。具体来说：

• 取消采样极点和输出滤波ESR零点：通过将电阻和电容串联从CC1引脚连接到AGND来补偿快速电压反馈环路。CC1的极点可设置为抵消滤波电容ESR产生的零点，电容值为 (CC 1=frac{C{OUT } × R{ESR}}{10 k Omega}) 。电阻RC1设置一个零点，用于补偿开关频率产生的采样极点，其值为 (RC 1=frac{left(1+frac{V{OUT }}{V{IN }}right)}{2 f_{OSC } × C C 1}) 。
• 设置主导极点并取消负载和输出滤波极点：通过在CC2引脚到AGND之间添加陶瓷电容来补偿慢速电压反馈环路。这是一个积分器环路，用于消除DC负载调节误差。选择电容CC2设置主导极点和补偿零点，零点通常用于取消最大负载电流时由负载和输出滤波电容产生的不需要的极点，其值为 (CC 2=frac{1 mmho × C{OUT }}{4} × frac{V{OUT }}{I_{OUT(MAX) }}) 。

7. 选择MOSFET开关

两个高电流N沟道MOSFET必须是逻辑电平类型，在 (V_{GS}=4.5V) 时具有保证的导通电阻规格。较低的栅极阈值规格更好（如最大2V而非最大3V），栅极电荷应小于200nC，以最小化开关损耗并降低功耗。MOSFET的功率损耗主要由 (I^{2}R) 损耗和栅极电荷损耗组成，需要根据封装热阻规格计算温度上升，确保MOSFET处于安全的结温范围内。

8. 计算IC功率损耗

IC的功率损耗主要由流入两个MOSFET的平均栅极电荷电流决定，平均电流近似为 (IDD=left(Q{G 1}+Q{G 2}right) × fosc) ，其中 (Q{G}) 为每个MOSFET的总栅极电荷， (fOSC) 为开关频率。IC的功率损耗为 (PD = ICC × VCC + IDD × VDD) ，其中 (ICC) 为IC的静态电源电流。IC的结温主要取决于PCB布局，可通过公式 (T{J}=P{D} × theta{JA}+T{A}) 计算，其中 (TA) 为环境温度， (theta{J A}) 为等效结到环境的热阻。

9. 选择整流二极管

整流二极管D1用于在高端MOSFET关闭和低端MOSFET同步整流器开启之间的典型30ns死区时间内捕获电感器的负向摆动。D1必须是肖特基二极管，以防止MOSFET体二极管导通。可以省略D1，让体二极管捕获负向摆动，但效率会下降约1%。对于负载高达3A的情况，可使用1N5819二极管；对于负载高达10A的情况，可使用1N5822二极管。

10. 添加BST电源二极管和电容

在大多数应用中，如1N4148等信号二极管可用于D2，低泄漏肖特基二极管可提供稍高的效率，但要注意避免使用大的功率二极管。使用0.1µF电容将BST旁路到LX。

11. 选择输入电容

在VCC和AGND之间以及VDD和PGND之间，靠近VCC和VDD引脚（0.2英寸或5mm以内）放置0.1µF陶瓷电容和10µF电容。选择低ESR输入滤波电容，其纹波电流额定值应超过RMS输入纹波电流，必要时可并联多个电容。RMS输入纹波电流由输入电压和负载电流决定，最坏情况发生在 (V{IN }=2 × VOUT) 时，计算公式为 (RMS =I{LOAD (MAX) } frac{sqrt{V{OUT }left(V{IN }-V{OUT }right)}}{V{IN }}) ，当 (V{IN }=2 V{OUT }) 时， (RMS =I_{OUT } / 2) 。

12. 选择GlitchCatcher MOSFET

电流提升电路需要P沟道和N沟道开关以及一个串联电阻。MOSFET和限流电阻中的电流必须足以提供负载电流，并留有足够的余量以实现快速输出调节而不过度过冲。设计时，提升电流值应为最大负载电流的1.5倍，并选择MOSFET和限流电阻，满足 (R{D S O N, P(M A X)}+R{L I M I T}=frac{V{I N}-V{O U T}}{1.5 I{OUT(M A X)}}) 和 (R{DSON,N(MAX) }+R{LIMIT }=frac{V{OUT }}{1.5 I_{OUT(MAX) }}) 。可能需要使用栅极电阻来减慢过渡边缘。

五、应用注意事项

1. 效率考虑

可参考MAX796 - MAX799数据手册来计算损耗并提高效率。

2. PCB布局考虑

在高电流、高频率开关电源中，良好的PCB布局和布线对于实现良好的调节、高效率和稳定性至关重要。建议尽量遵循评估套件的PCB布局，并考虑以下几点：

• 多层板使用：在大多数应用中，使用多层板，充分利用四个或更多铜层。顶层用于高电流电源和接地连接，底层用于安静连接（REF、FB、AGND），内层用于不间断的接地平面。
• 元件布局：将高功率元件（如C1、R1、N1、D1、N2、L1和C2）尽可能靠近放置，最小化高电流路径的接地走线长度和高电流路径的走线长度。
• 接地处理：使用顶层铜填充区域（伪接地平面）连接功率元件的接地端子，并通过过孔将顶层伪接地平面连接到内层接地平面，以减少IR降和接地噪声的干扰。

总之，MAX1638为CPU电源设计提供了一个高性能、高效率的解决方案。通过合理的设计和布局，能够满足各种高端计算机系统对CPU电源的严格要求。在实际应用中，工程师们还需要根据具体需求进行细致的调试和优化，以确保系统的稳定运行。大家在使用MAX1638进行设计时，有没有遇到过什么特别的问题呢？欢迎在评论区分享交流。