固态变压器（SST）中LLC高频DC/DC变换级的控制算法架构与经典代码实现

固态变压器（SST）中LLC高频DC/DC变换级的控制算法架构与经典代码实现

BASiC Semiconductor基本半导体一级代理商倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，代理并力推BASiC基本半导体SiC碳化硅MOSFET单管，SiC碳化硅MOSFET功率模块，SiC模块驱动板等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

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1. 绪论：固态变压器与高频功率变换的演进

随着智能电网（Smart Grid）、分布式可再生能源发电以及交通电气化（如电动汽车超充站）的飞速发展，传统的工频电力变压器（Line-Frequency Transformer, LFT）因其体积庞大、功能单一且缺乏可控性，正逐渐难以满足现代电力系统的需求。在这一背景下，固态变压器（Solid State Transformer, SST），又称电力电子变压器（PET），作为一种能够实现电压等级变换、电气隔离以及能量双向流动与质量控制的主动式电力电子装置，成为了学术界与工业界关注的焦点。

SST的核心优势在于其高频化。通过将工作频率从50/60Hz提升至数十千赫兹（kHz）甚至兆赫兹（MHz）级别，磁性元件（变压器与电感）的体积和重量得以大幅缩减，从而显著提升系统的功率密度。然而，高频化同时也带来了巨大的开关损耗挑战。为了解决这一问题，SST中的DC/DC隔离级广泛采用了软开关技术，其中LLC串联谐振变换器（LLC Series Resonant Converter）凭借其全负载范围内的原边零电压开通（ZVS）和副边零电流关断（ZCS）特性，成为了首选拓扑方案之一。

尽管LLC拓扑在消费类电源中已应用成熟，但将其置于SST的中高压、大功率及双向流动场景中，引入了前所未有的控制复杂性。SST通常采用模块化级联结构，如输入串联输出并联（ISOP）配置，这就要求控制算法不仅要调节单一模块的输出，还必须协调模块间的电压与功率平衡。此外，宽范围的电压增益调节、双向能量流动的无缝切换、以及在极高频率下的同步整流（SR）精度，都对数字控制器的算力和固件架构提出了严苛要求。

倾佳电子杨茜剖析应用于SST的高频LLC DC/DC变换器的先进控制算法与固件实现策略。报告将从LLC的谐振机理出发，详细探讨混合调制策略（PFM/PSM）、双向CLLC控制、ISOP均压控制以及同步整流算法，并结合德州仪器（TI）C2000及意法半导体（ST）STM32等主流控制器的经典代码结构，为高频SST的工程实现提供详尽的理论依据与实践参考。

2. 高频LLC谐振变换器的理论基础与SST应用挑战

2.1 LLC谐振腔的工作机理与增益特性

LLC变换器的核心在于其谐振网络，该网络由串联谐振电感（Lr​）、串联谐振电容（Cr​）以及励磁电感（Lm​）组成。与传统的PWM变换器不同，LLC利用频率调制（Pulse Frequency Modulation, PFM）来调节电压增益。谐振腔充当了一个频率选择性滤波器，其输入为半桥或全桥逆变器产生的方波电压，输出则通过变压器传递至副边整流级。

在SST应用中，为了简化分析与控制设计，通常采用基波近似法（First Harmonic Approximation, FHA）。该方法假设能量主要通过基波分量传输，从而将非线性的开关电路转化为线性的交流等效电路。基于FHA，LLC变换器的电压增益 M(fn​,Q,k) 可以描述为归一化开关频率 fn​、品质因数 Q 和电感比 k 的函数：

M(fn​,Q,k)=​(1+k1​−kfn2​1​)+jQ(fn​−fn​1​)

其中：

fn​=fs​/fr​：归一化开关频率，即实际开关频率与第一谐振频率之比。

k=Lm​/Lr​：电感比，反映了励磁电感与谐振电感的关系。较小的 k 值能提供更陡峭的增益曲线，但也意味着更大的励磁环流。

Q=Rac​Lr​/Cr​​​：品质因数，与负载电阻 Rac​ 成反比。

LLC增益曲线呈现出两个显著特征，使其极其适合SST应用：

双谐振点：存在两个谐振频率，fr​=2πLr​Cr​​ 和 fm​=2π(Lr​+Lm​)Cr​​。

单位增益点：当开关频率等于第一谐振频率（fs​=fr​）时，电压增益恒为1（或变压器匝比倒数），且该特性与负载无关。在这一点上，变换器效率最高，环流最小，是SST设计的理想标称工作点。

2.2 SST场景下的增益调节困境

尽管LLC在谐振点附近性能优异，但SST的应用场景往往要求极宽的电压调节范围。例如，在连接可再生能源或储能单元时，直流母线电压可能会在很大范围内波动（如电池组电压随SoC变化）。

升压需求（Boost Mode） ：当输入电压降低时，LLC需要工作在 fm​

降压需求（Buck Mode） ：当输入电压升高时，LLC需工作在 fs​>fr​ 区域。此时增益小于1，但随着频率升高，开关损耗增加，且副边整流管可能会失去ZCS特性，导致反向恢复损耗剧增。

这种“增益-频率”耦合特性在宽范围SST应用中引发了所谓的**频率失控（Frequency Runaway）**问题。单纯依赖PFM控制可能导致开关频率偏离设计优化点过远，从而降低效率甚至损坏器件。因此，SST中的LLC控制必须引入多自由度的混合调制策略。

2.3 软开关边界与死区时间优化

实现高频高效的关键在于全范围内的软开关。对于原边MOSFET，ZVS的实现依赖于在死区时间内，励磁电流（Im​）能够完全抽取结电容（Coss​）中的电荷，使漏源电压（Vds​）在开通前降至零。

SST中广泛采用的SiC MOSFET虽然具有极低的Rds(on)​，但其体二极管的导通压降较高（约3-4V）。如果死区时间设置过长，体二极管长时间导通将导致显著的导通损耗；如果死区时间过短，无法实现ZVS，则会产生巨大的开通损耗和电磁干扰（EMI）。

经典设计中，死区时间 tdead​ 需满足：

tdead​≥16Coss,eq​fs​Lm​

而在数字控制实现中，这一参数往往设计为随负载电流自适应调整的变量，而非固定值，以在全负载范围内优化效率。

3. 高级控制策略与算法架构

为了应对SST的宽范围和高效率需求，控制算法已从单一的模拟PFM演变为基于数字信号处理器（DSP）的复杂混合控制逻辑。

3.1 混合调制策略：PFM + PSM + PWM

在SST的数字控制中，通常根据工作区域划分不同的调制模式，并通过状态机进行平滑切换。

3.1.1 脉冲频率调制（PFM）—— 核心控制

PFM是LLC的主控制模式，主要用于额定工作点附近。数字控制器通过改变PWM模块的周期寄存器（如TI C2000中的TBPRD）来调整频率。

控制逻辑：电压环PI控制器的输出直接映射为开关频率。当输出电压低于参考值时，PI输出减小（频率降低）以提高增益；反之则增大频率。

局限性：轻载下增益曲线平坦，稳压能力丧失。

3.1.2 移相调制（PSM）—— 轻载与宽增益扩展

为了解决轻载下的稳压问题，全桥LLC拓扑引入了移相控制。保持开关频率固定（通常固定在 fr​ 或略高于 fr​），调节超前桥臂与滞后桥臂之间的相位角 ϕ。

机理：移相改变了施加在谐振腔上的电压有效占空比，从而降低了基波电压幅值，进而降低增益。

算法实现：当PFM计算出的频率超过预设上限 fmax​ 时，控制逻辑锁定频率，转而调节相位寄存器（如C2000中的TBPHS）。这种混合控制显著扩展了LLC的可控增益范围，同时限制了最高工作频率，降低了EMI设计难度。

3.1.3 非对称PWM与Burp模式

在极轻载或待机模式下，为了进一步降低损耗，控制算法会进入Burst Mode（突发模式）或Burp Mode（打嗝模式） 。

控制逻辑：监测反馈变量（如频率或PI输出）。当负载低于阈值（如5%额定功率）时，封锁PWM输出。输出电容维持负载供电，电压缓慢下降。当电压跌落至下限阈值时，恢复PWM发波。

优化策略：为了避免突发模式带来的音频噪声和谐振腔电流冲击，先进算法采用“软进软出”策略，即在Burst波包的起始和结束阶段，逐步增加和减小脉冲宽度，而非硬开关。

3.2 双向CLLC谐振变换器控制

SST往往要求双向能量传输（V2G、储能接口）。传统的LLC结构是非对称的，反向工作时（Buck模式变Boost模式）效率低下。因此，对称的CLLC（双向LLC）拓扑被广泛采用，其原副边均包含谐振电容和电感。

正反向控制策略差异：

正向模式（Forward Mode） ：原边全桥做逆变，副边全桥做同步整流。控制变量为原边频率。

反向模式（Reverse Mode） ：副边全桥做逆变，原边全桥做同步整流。控制变量为副边频率。

模式切换算法：控制器需实时监测功率流向指令。切换过程中，必须先软关断当前发送侧的PWM，经过死区时间等待谐振电流衰减为零后，再软启动另一侧的PWM，以避免硬换流造成的电压尖峰。

3.3 输入串联输出并联（ISOP）均压控制

在中高压SST中，单个LLC模块无法承受全部输入电压，必须采用ISOP结构。由于器件参数离散性，模块间的输入电压（Vin_i​）会出现不平衡。

均压控制算法架构：

该系统采用双环控制架构，包含一个公共的输出电压环和多个局部的输入均压环。

公共环（Common Loop） ：采样总输出电压 Vout​，通过PI控制器生成公共频率指令 fcommon​。

差分环（Differential Loop） ：每个模块采样自身的输入电压 Vin_i​，并与平均输入电压 Vavg​=Vin_total​/N 进行比较。

均压逻辑：

若某模块 Vin_i​>Vavg​，说明该模块阻抗过大（分压过多），需要增加其功率吞吐量来泄放电荷。

在LLC的感性增益区（f

相反，若工作在容性区或高频区（Buck模式），调节方向则相反。控制算法必需知晓当前工作点位于增益曲线的哪一侧。

4. 同步整流（SR）的数字控制技术

同步整流是提升低压大电流输出侧效率的关键。在LLC中，副边电流呈正弦波状，且相位随频率变化，这使得SR的开通和关断时机极难通过固定逻辑控制。

4.1 基于Vds​检测的自适应SR算法

这是目前最主流的数字SR控制方案。通过高速比较器或ADC检测SR MOSFET的漏源电压 Vds​。

算法逻辑状态机：

等待开通（Wait for Turn-On） ：体二极管导通时，Vds​ 变为负值（约-0.7V）。当 Vds​

导通阶段（Conducting） ：MOSFET导通，Vds​=I×Rds(on)​，通常在mV级别。

等待关断（Wait for Turn-Off） ：随着谐振电流下降，Vds​ 逐渐上升趋向0V。当 Vds​>Vth_off​（如-10mV）时，立即关断门极。

自适应调节（Adaptive Tuning）：

由于比较器延迟和驱动延迟，实际上很难精确在电流过零点关断。数字控制器通常采用逐周期的自适应调节算法：

如果在关断后检测到体二极管继续导通了较长时间（死区过长），则下一周期的关断阈值 Vth_off​ 提高，或直接延长导通时间计数器。

如果在关断瞬间检测到反向电流（Vds​ 正向尖峰），说明关断过晚，导致反流。下一周期需提前关断，减少导通时间20。

4.2 无传感器模型预测SR

在极高频（>500kHz）SST中，传感器延迟不可忽略。此时采用基于模型的SR算法。

算法原理：利用FHA模型或时域分析，计算出副边电流过零点相对于原边PWM边沿的时间差 tdelay​。

在谐振点（fs​=fr​），电流与电压同相，SR导通时间约为 0.5Ts​。

在偏离谐振点时，控制器根据当前的归一化频率 fn​ 和负载率，查表或通过简化的解析式实时计算 ton​ 和 toff​ 时刻。这种方法抗干扰能力强，但对参数敏感。

5. 经典代码结构与实现（基于TI C2000 MCU）

本节将理论算法转化为具体的C语言代码结构，展示如何在嵌入式系统中实现上述控制逻辑。以TI C2000系列（如TMS320F280049C或F28379D）为例，这些芯片具备高分辨率PWM（HRPWM）、比较器子系统（CMPSS）和三角函数加速器（TMU），非常适合LLC控制。

5.1 软件架构分层

稳健的数字电源固件通常采用中断驱动的前后台架构：

Fast ISR (控制环路) ：优先级最高，运行频率通常与开关频率同步（如100kHz）或分频（如20kHz）。负责ADC采样读取、数字补偿器计算（2P2Z/3P3Z）、PWM寄存器更新、软启动斜坡生成。执行时间必须严格限制（例如 < 5us）。

Background Loop (后台主循环) ：处理非实时任务，如状态机管理、故障保护恢复逻辑、通信（CAN/UART）、温度监控、PID参数自整定等25。

5.2 关键数据结构定义

C

// 定义LLC控制器状态机枚举

typedef enum {

LLC_STATE_IDLE, // 待机状态

LLC_STATE_SOFT_START, // 软启动状态（限制电流）

LLC_STATE_NORMAL_OP, // 正常闭环运行

LLC_STATE_BURST_MODE, // 突发模式（轻载）

LLC_STATE_FAULT // 故障停机

} LLC_State_t;

// 定义2P2Z数字补偿器结构体 (二阶IIR滤波器)

typedef struct {

float Ref; // 参考电压 (标幺值)

float Fdbk; // 反馈电压 (标幺值)

float Err; // 误差历史: e[n], e[n-1], e[n-2]

float Out; // 输出历史: u[n], u[n-1], u[n-2]

float Coeff_B; // 分子系数: b0, b1, b2

float Coeff_A; // 分母系数: a1, a2

float Max; // 输出上限 (对应最小频率/最大周期)

float Min; // 输出下限 (对应最大频率/最小周期)

} CNTL_2P2Z_t;

5.3 2P2Z控制律的C语言实现

这是LLC闭环控制的核心代码，通常运行在ISR中或由CLA（Control Law Accelerator）协处理器执行以节省CPU资源。

C

// 2P2Z 补偿计算函数

// 差分方程: u[n] = b0*e[n] + b1*e[n-1] + b2*e[n-2] - a1*u[n-1] - a2*u[n-2]

#pragma CODE_SECTION(CNTL_2P2Z_Update, ".TI.ramfunc"); // 放置在RAM中运行以提高速度

void CNTL_2P2Z_Update(CNTL_2P2Z_t *v)

{

// 1. 计算当前误差

v->Err = v->Ref - v->Fdbk;

// 2. 执行差分方程 (利用FPU指令优化)

float output = (v->Coeff_B * v->Err) +

(v->Coeff_B * v->Err) +

(v->Coeff_B * v->Err) -

(v->Coeff_A * v->Out) -

(v->Coeff_A * v->Out);

// 3. 输出限幅 (防积分饱和)

// 对于LLC，输出通常对应开关周期 Period

if (output > v->Max) {

output = v->Max;

} else if (output < v->Min) {

output = v->Min;

}

// 4. 更新历史数据，为下一次计算做准备

v->Err = v->Err;

v->Err = v->Err;

v->Out = v->Out;

v->Out = output;

v->Out = output; // 当前控制量

}

26

5.4 软启动（Soft-Start）状态机实现

软启动是防止谐振腔电流冲击和变压器饱和的关键。SST通常采用频率扫描法：从最高频率（增益最低）线性扫描至谐振频率。

C

// 在ISR中调用的软启动逻辑

void Run_SoftStart_ISR(void)

{

static float current_freq_hz = MAX_STARTUP_FREQ;

// 每一个ISR周期降低一定频率步长

current_freq_hz -= SOFT_START_STEP_HZ;

// 转换为PWM周期计数值 (SystemClock / Freq)

uint32_t period_ticks = (uint32_t)(SYSTEM_CLOCK_HZ / current_freq_hz);

// 更新PWM硬件寄存器 (使用影子寄存器Shadow Load确保波形完整)

EPWM_setTimeBasePeriod(LLC_PWM_BASE, period_ticks);

EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, period_ticks / 2); // 保持50%占空比

// 检查是否达到正常工作频率或输出电压建立

if ((current_freq_hz <= NORMAL_OP_FREQ_LIMIT) |

| (Vout_Sensed > VOUT_TARGET * 0.9)) {

// 切换状态机到正常闭环

MachineState = LLC_STATE_NORMAL_OP;

// 初始化PID积分项，防止切换瞬间跳变

LLC_Controller.Out = period_ticks;

LLC_Controller.Out = period_ticks;

}

}

29

5.5 同步整流（SR）自适应调节逻辑

SR控制通常结合硬件比较器和软件调节。C2000 MCU的CMPSS模块可以检测电流过零，软件则微调导通时间。

C

// SR 自适应调整逻辑 (在低频ISR或后台运行)

void SR_Adaptive_Adjustment(void)

{

// 读取上个周期的体二极管导通时间 (通过eCAP捕获或CMPSS标志位推算)

uint16_t body_diode_time = Read_BodyDiode_Conduction_Time();

// 目标是保持极短的体二极管导通时间 (例如 50ns)，保证ZCS且无反流

const uint16_t TARGET_TIME = 50; // ticks

if (body_diode_time > TARGET_TIME) {

// 二极管导通太久 -> 关断太早 -> 延长SR导通时间

SR_OnTime_Ticks++;

} else if (Check_Reverse_Current_Flag()) {

// 检测到反流 -> 关断太晚 -> 缩短SR导通时间

SR_OnTime_Ticks -= 5; // 快速回调以保护器件

}

// 更新SR PWM 关断时刻

// 注意：SR的开通通常由原边PWM同步或Vds比较器硬件直接触发

EPWM_setCounterCompareValue(SR_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_B, Period - SR_OnTime_Ticks);

}

22

6. 前沿趋势：混合滞环控制（HHC）与电流模式LLC

虽然PFM是经典方法，但其动态响应较慢，因为其本质是电压模式控制，且谐振腔具有二阶特性。SST的最新研究正转向混合滞环控制（Hybrid Hysteretic Control, HHC） ，这是一种类似于电流模式的控制方法。

HHC原理：

HHC不直接计算频率。它利用谐振电容电压 Vcr​ 作为状态变量。控制环路计算出一个电荷阈值 Vth​。

开关管开通。

谐振电流对 Cr​ 充电，Vcr​ 上升。

当 Vcr​ 达到 Vth​ 时，比较器翻转，强制关断开关管。

该过程自动决定了脉宽和频率。

这种方法具有极快的瞬态响应和天然的输入电压前馈特性。在C2000 MCU中，通过配置片上DAC作为比较器阈值，并将CMPSS输出直接链接到PWM跳闸区（Trip Zone），可以无需CPU干预实现逐周期的HHC控制。

7. 结论

SST中高频LLC变换器的控制设计是一项系统工程，它超越了简单的PID调节，涉及对谐振槽能量状态的精确管理。从保证基本ZVS运行的死区时间优化，到应对宽范围输入的PFM/PSM混合调制，再到提升效率的自适应同步整流，每一个环节都需紧密耦合。

数字控制器（如C2000）通过其丰富的高速模拟外设（CMPSS, 150ps分辨率HRPWM）和强大的算力（CLA, FPU），使得复杂的控制策略（如ISOP均压、HHC、模型预测SR）得以低成本实现。未来的SST控制固件将更加依赖于这种软硬件协同设计（Software-Defined Power），代码结构将更加模块化，以适应SST在智能电网中日益多变的角色。

审核编辑 黄宇