探索MAX1973/MAX1974：超小型1A、1.4MHz降压调节器的卓越性能

在当今电子设备不断追求小型化、高效化的大趋势下，电源管理芯片的性能愈发关键。今天我们要深入剖析的就是Maxim公司推出的两款极具特色的降压调节器——MAX1973和MAX1974，它们被誉为超小型1A、1.4MHz降压调节器，拥有众多引人瞩目的特性和广泛的应用场景。

文件下载：MAX1973.pdf

一、产品概述

MAX1973/MAX1974属于恒定频率为1.4MHz的脉冲宽度调制（PWM）电流模式降压调节器。其输入电压范围为2.6V至5.5V，输出电压既可以通过外部分压器进行灵活调节，最低能设定到0.75V；也可以预设为1V、1.5V（仅MAX1974支持）、1.8V或2.5V（仅MAX1973支持），无需额外的外部电阻。

独特特性

• 小巧的电路尺寸：电路占地面积仅0.19平方英寸，高度低至1.8mm，为设计紧凑的电子产品提供了极大便利。
• 高频运作优势：固定的1.4MHz工作频率使其能够避开DSL频段，确保稳定运行，同时还具备快速的瞬态响应，并且允许使用小型外部组件。
• 高精度输出：在负载、线路和温度的工作范围内，输出电压精度可达±1%，为系统提供了稳定可靠的电源保障。
• 特色功能差异：MAX1973具备电压裕量功能，能够将输出电压上下偏移4%，方便进行电路板级生产测试；而MAX1974则提供POK输出，用于指示输出何时达到其标称稳压电压的90%。

二、工作原理深度解析

PWM控制策略

这两款芯片采用了固定频率的PWM电流模式控制方案。PWM电流模式控制器的核心是一个开环比较器，它会将积分电压反馈信号与放大后的电流检测信号和斜坡补偿信号之和进行比较。在内部时钟的每个上升沿，内部高端MOSFET开启，直至PWM比较器触发。在此期间，电流通过电感上升，为输出提供电流并将能量存储在磁场中。这种控制方式能够有效调节电感的峰值电流，使电路如同一个开关模式跨导放大器，将输出LC滤波器极点推至更高频率，同时通过内部斜坡补偿信号确保内环稳定性，消除电感的阶梯现象。

100%占空比运行

MAX1973/MAX1974具备在100%占空比下运行的能力。在此状态下，高端P沟道MOSFET持续导通（不进行开关操作），此时的压降电压等于输出电流乘以P沟道MOSFET的导通电阻（RDS(ON)P）和电感电阻（RL）之和，即VDROPOUT = IOUT ×（RDS(ON)P + RL）。

电流检测与限流

电流检测电路会放大由高端MOSFET的导通电阻和电感电流产生的电流检测电压。当这个放大后的电流检测信号与内部斜坡补偿信号之和超过积分反馈电压时，PWM比较器会关闭内部高端MOSFET。内部高端MOSFET的电流限制为1.6A（典型值），若LX流出的电流超过该最大值，高端MOSFET将关闭，同步整流MOSFET开启，从而降低占空比，使输出电压下降，直至电流限制不再被突破。此外，同步整流器还有-0.85A的电流限制，以防止电流流入LX，当超过此负电流限制时，同步整流器关闭，电感电流通过高端MOSFET体二极管流回输入，直至下一个周期开始或电感电流降至零。

软启动功能

为了减少电源浪涌电流，软启动电路在启动期间通过一个20µA的电流源对SS电容进行充电，使输出电压逐渐上升。当SS达到其标称值时，输出进入完全稳压状态。软启动时间（tSS）由公式tSS = (VSS / ISS) × CSS确定，其中VSS为软启动（参考）电压（MAX1973为1.25V，MAX1974为0.75V），ISS为20µA，CSS为连接到SS的电容值。软启动在首次通电、设备退出关机状态、欠压锁定（UVLO）或热过载保护恢复时都会触发。

欠压锁定（UVLO）

当VIN降至2.35V（典型值）以下时，MAX1973/MAX1974会判定电源电压过低，无法提供有效的输出电压，此时UVLO电路会禁止开关操作。当VIN上升到2.4V以上时，UVLO功能禁用，软启动序列开始。

热过载保护

热过载保护功能能够限制总功耗，保护IC在过载或短路情况下免受损坏。当IC结温（TJ）超过+170°C时，设备会自动关闭；当结温下降20°C后，设备再次开启，从而在持续热过载条件下实现脉冲输出。

三、关键应用信息

输出电压选择

输出电压可以设置为两个预设值之一，或者通过外部电阻分压器进行调整。对于预设输出电压，只需将FB连接到输出，并将FBSEL连接到GND或IN以选择所需的预设输出电压。若要设置为其他值，不连接FBSEL，将FB连接到分压器，通过公式R1 = R2 × ((VOUT / VFB) - 1)计算R1的值。其中，MAX1973的VFB = 1.25V，输出可低至1.25V；MAX1974的VFB = 0.75V，输出可低至0.75V。不过，由于PWM电路的稳定最小占空比为17%，这限制了可生成的最小输出电压为0.17 × VIN，当VIN/VOUT比率低于0.17时可能会导致不稳定。

电感选择

对于满载（1A）应用，建议使用饱和电流至少为1.25A、电感值在2.2µH至4.7µH之间的电感。对于较低负载电流，可相应降低电感的电流额定值。一般来说，选择电流额定值为最大所需输出电流1.25倍的电感，并且为了获得最佳效率，电感的直流电阻应尽可能小。电感值（LINIT）可通过公式LINIT = (VOUT × (VIN - VOUT)) / (VIN × LIR × IOUT(MAX) × fSW)计算，其中fSW为开关频率（1.4 × 10⁶Hz），LIR为电感纹波电流占最大负载电流的百分比，建议保持在20%至40%之间以平衡成本、尺寸和性能。

电容选择

• 输入电容：推荐使用4.7µF的陶瓷输入电容，因其具有低等效串联电阻（ESR）、等效串联电感（ESL）和较低成本的优点。为确保在宽温度范围内的稳定性，建议选择X5R或X7R电介质。输入电容能够减少从电源汲取的峰值电流，降低电路开关引起的输入噪声和电压纹波。其需满足由开关电流决定的纹波电流要求（IRMS = (IOUT / VIN) × √(VOUT × (VIN - VOUT))），选择在最大工作RMS电流下温度上升小于10°C的电容，以保证长期可靠性。
• 输出电容：同样推荐使用4.7µF的陶瓷输出电容，其低ESR、ESL和低成本特性使其成为理想选择。X5R或X7R电介质可确保在宽温度范围内的稳定性。输出电容的关键选择参数包括电容值、ESR和电压额定值，这些参数会影响DC - DC转换器的整体稳定性、输出纹波电压和瞬态响应。输出纹波由输出电容存储电荷的变化和电容ESR上的电压降产生，可通过相关公式计算。负载瞬态响应取决于所选的输出电容，在负载瞬变期间，输出电压会瞬间变化ESR × ∆ILOAD，控制器响应后会将输出电压调节回标称状态，控制器响应时间取决于闭环带宽，但为保持稳定运行，带宽不应高于fSW/10。

补偿组件

内部跨导误差放大器用于补偿控制回路。在COMP和GND之间连接一个串联电阻和电容，形成一个零极点对，外部电感、输出电容、补偿电阻和补偿电容共同决定了环路带宽和稳定性。可通过公式计算CC和RC的值，以优化控制回路。例如，对于使用MAX1973输出2.5V、最大输出电流为1A的电路，可计算出CC和RC的近似值，并选择最接近的标准值。

四、PCB布局要点

一个设计合理的PCB布局对于任何开关调节器都至关重要，特别是开关功率级。以下是一些PCB布局的关键准则：

• 尽可能将去耦电容靠近IC引脚放置，将电源接地平面（连接到PGND）和信号接地平面（连接到GND）分开，并在一点连接。
• 输入和输出电容连接到电源接地平面，其他电容连接到信号接地平面，走线应尽可能短而宽。
• 如有可能，将IN、LX和PGND分别连接到大面积焊盘，以帮助IC散热，提高效率和长期可靠性。
• 确保所有反馈连接短而直接，反馈电阻（若使用）应尽可能靠近IC放置。
• 将高速开关节点（LX）远离敏感模拟区域（FB、COMP、SS），避免信号干扰。

五、总结

MAX1973/MAX1974降压调节器凭借其紧凑的尺寸、高效的性能和丰富的功能，为各种需要高效电源管理的应用提供了理想解决方案。无论是网络设备、基站、调制解调器/路由器还是光学模块等领域，它们都能发挥出色作用。在设计过程中，合理选择和应用输出电压、电感、电容及补偿组件，并遵循正确的PCB布局规则，将有助于充分发挥这两款芯片的性能优势，打造出更稳定、高效的电子系统。你在使用类似降压调节器时遇到过哪些挑战呢？又是如何解决的呢？欢迎在评论区分享你的经验。