TPS61196：LCD TV背光的高效解决方案

引言

在LCD TV背光设计领域，一款性能卓越的驱动芯片能为整个系统带来质的提升。TPS61196就是这样一款备受关注的产品，它为LCD TV背光提供了高度集成的解决方案，具备诸多出色特性。今天，我们就来深入探讨一下TPS61196的相关技术细节。

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TPS61196概述

产品简介

TPS61196是一款专为LCD TV背光设计的6串400 - mA白光LED（WLED）驱动芯片，每串都具备独立的PWM调光功能。它采用电流模式升压控制器，可驱动多达6串串联的WLED，每串都有独立的电流调节器，能在±1.5%的匹配精度内将LED电流调节在50 mA至400 mA之间。其输入电压范围为8 V至30 V，输出电压最高可达120 V，开关频率可在100 kHz至800 kHz之间编程。

主要特性亮点

宽输入输出电压范围：8 - 30 V的输入电压范围和高达120 V的输出电压，能适应多种电源和负载需求。
可编程开关频率：100 - 800 kHz的可编程开关频率，可根据实际应用灵活调整，优化系统性能。
自适应升压输出：能根据LED电压自动调整升压输出，提高驱动效率。
高精度电流匹配：六串电流源，每串连续输出200 mA、脉冲输出400 mA，串间电流匹配精度达±1.5%。
高分辨率PWM调光：高达5000:1的高精度PWM调光分辨率，可实现细腻的亮度调节。
多重保护功能：内置LED开路和短路保护、肖特基二极管开路/短路保护、ISET短路保护、IFB短路保护以及热关断等功能，保障系统安全稳定运行。

详细技术分析

功能模块剖析

电源供应：芯片内置线性稳压器为模拟和逻辑电路供电，VDD引脚输出需连接1 - µF旁路电容，VDD仅能提供15 mA的电流源能力，当EN引脚拉高后VDD电压就绪。
升压控制器：通过电流模式脉冲宽度调制（PWM）控制来调节输出电压。在每个开关周期开始时，控制电路开启外部开关FET，输入电压加在电感上使电感电流上升并储存能量，此时负载电流由输出电容提供；当电感电流达到误差放大器（EA）输出设定的阈值时，开关FET关闭，外部肖特基二极管正向偏置，电感将储存的能量转移到输出电容并为负载供电。这种操作在每个开关周期重复进行。同时，振荡器的斜坡信号会添加到电流斜坡上进行斜率补偿，PWM逻辑块比较EA输出和斜率补偿后的电流斜坡来确定转换器的占空比，反馈回路将OVP引脚调节到由IFB引脚最小电压产生的参考电压。EA输出连接到COMP引脚，需连接外部RC补偿网络以优化反馈回路的稳定性和瞬态响应。若因最小脉冲宽度限制导致升压控制器无法调节输出电压，芯片将进入脉冲跳跃模式，防止输出电压超过调节值，此模式常见于轻载或输入电压高于输出电压的情况。
开关频率设置：开关频率由外部电阻编程设置，计算公式为(f_{SW}=frac{40000}{R 9}(kHz))，可在100 - 800 kHz之间调节。例如，当R9为400 kΩ时，开关频率为100 kHz；当R9为200 kΩ时，开关频率为200 kHz等。
使能和欠压锁定：当EN引脚电压高于1.8 V时，芯片软启动开启；电压低于1 V时，芯片禁用。同时具备欠压锁定（UVLO）保护功能，当VIN引脚电压低于6.5 V时，芯片断电；当VIN引脚电压恢复到高于UVLO阈值加上滞回电压时，芯片恢复工作。若需要更高的UVLO电压，可通过外部电阻分压器连接到UVLO引脚进行调整。当UVLO条件发生时，FAULT引脚输出高阻抗；条件消除后，FAULT引脚输出低阻抗。
上电时序和软启动：输入电压、UVLO引脚电压、EN输入信号和输入调光PWM信号共同控制芯片的上电过程。输入电压高于7.5 V后，内部电路准备上电；UVLO引脚电压高于1.229 V且EN信号为高时，内部LDO和逻辑电路激活，芯片输出20 - ms脉冲检测未使用的通道并将其从控制回路中移除；当任何PWM调光信号为高时，软启动开始。芯片集成了软启动电路，通过REF引脚的外部电容避免启动时的浪涌电流。启动期间，REF引脚电容由软启动电流源充电，当REF引脚电压高于OVP引脚的输出反馈电压时，升压控制器开始切换，输出电压开始上升，同时LED电流源开始驱动LED串。软启动开始时，充电电流为200 µA；REF引脚电压超过2 V后，充电电流变为10 µA。当电流源驱动LED串时，监测IFB电压，当最小IFB电压比IFBV引脚设定电压低200 mV时，充电电流停止，软启动结束，芯片进入正常工作状态，将最小IFB电压调节到IFBV引脚电阻设定的电压。总软启动时间由外部电容决定，电容值应在1 µF至4.7 µF之间，以适应不同的启动时间和输出电压要求。
未使用LED串处理：若应用中不需要六串LED，只需将未使用的IFB引脚通过20 kΩ至36 kΩ的电阻接地。芯片开启后，会使用60 - µA电流源检测IFB引脚电压，若电压在1 V至2.5 V之间，芯片会在启动时立即禁用该串。
电流调节：六通道电流源调节器可配置为每串提供高达400 mA的电流。预期的LED电流通过ISET引脚的电阻（R11）编程设置，计算公式为(LED =frac{V{ISET }}{R 11} × K{ISET })，其中(V{ISET})为ISET引脚电压（1.229 V），(K{ISET})为电流倍数（3992）。为使电流源调节器正常工作，IFB引脚需要一定的最小裕量电压。例如，当LED电流设置为130 mA时，IFB引脚所需的最小电压必须高于0.35 V。芯片将IFB引脚的最小电压调节到IFBV电压，IFBV电压可通过IFBV引脚的外部电阻（R10）调节，计算公式为(V_{IFBV }=frac{R 10}{R 11} × 307.3(mV))。若设置的LED电流较大，所需的裕量电压也会更高，这会导致芯片发热增加。为使总功耗在封装限制范围内，通常所有串不能在连续模式下同时吸收大电流，而可采用脉冲模式。例如，主动快门式3D电视的背光源可在脉冲模式下使用大LED电流工作。
PWM调光：通过向PWM引脚施加90 Hz至22 kHz的外部PWM信号来设置LED亮度调光，每串LED都有独立的PWM输入。PWM占空比从0%到100%变化时，LED亮度相应从最小调节到最大。推荐的LED串最小导通时间为10 µsec，因此在200 Hz时，芯片的最小调光占空比为500:1。当所有PWM电压在调光关闭期间拉低时，芯片关闭LED串，升压转换器以PFM模式运行，输出电压保持在略低于PWM为高时的水平，从而限制PWM调光期间负载瞬变引起的输出纹波。当所有PWM电压拉低超过20 ms时，为避免REF引脚电压因泄漏电流下降，REF引脚电压由内部参考电压保持，该参考电压等于正常调光操作时REF引脚的电压，因此输出电压将保持与正常输出电压相同。由于长时间调光关闭状态下的输出电压与正常开启LED时的电压几乎相同，当从长时间调光关闭恢复到小占空比调光开启时，芯片能快速开启LED且无闪烁。

保护功能详解

开关电流限制保护：通过检测检测电阻（R7）两端的电压来监测电感电流，当开关FET导通期间，ISNS引脚电压高于400 mV时，芯片立即关闭FET，直到下一个开关周期才重新开启，开关电流限制等于400 mV / R7。
LED开路保护：当某串LED开路时，调光开启期间连接该串LED的IFB引脚电压降至零。芯片监测IFB电压20 ms，若仍低于0.2 V，则禁用该电流源，并激活内部上拉电流再次检测IFB电压。若IFB电压被拉高，则认定该LED串开路，芯片停用该开路的IFB引脚并将其从电压反馈回路中移除，输出电压恢复到连接的LED串所需的电压，连接串的IFB引脚电流在此过程中保持调节。若所有LED串都开路，芯片将被锁定关闭。
LED短路交叉保护：若某串中有一个或多个LED短路，相应的IFB引脚电压会上升，但仍会吸收LED电流，导致芯片功耗增加。为保护芯片，通过FBP引脚的电阻（R12）编程设置可调节的LED短路交叉保护功能，计算公式为(V_{LED_SHORT }=frac{R 12}{R 11} × 1.229 V)。若任何IFB引脚电压超过阈值，则芯片关闭相应的电流源，并将该IFB引脚从输出电压调节回路中移除，其余IFB引脚的电流调节不受影响。
肖特基二极管开路保护：芯片上电后，首先检查拓扑连接。延迟400 µs后，检查OVP引脚电压，若低于70 mV，则认定肖特基二极管未连接或升压输出对地硬短路，芯片将被锁定关闭，直到输入电源重新上电或重新启用。
肖特基二极管短路保护：若整流肖特基二极管短路，开关MOSFET导通时，输出电容到地的反向电流会很大。由于电流模式控制拓扑有最小消隐时间以抗开关尖峰电流，若输出电容通过开关到地的寄生电感为零，外部MOSFET会在短时间内因巨大功耗而损坏；若有小的寄生电感，功耗会受到限制，此时升压转换器因逐周期过流保护工作在最小脉冲宽度状态，输出电压下降，所有IFB引脚电压低会触发全串开路保护，芯片将被锁定关闭。
启动期间IFB过压保护：启动期间，任何IFB引脚电压达到38 V的阈值时，芯片立即停止开关并锁定关闭，以防止损坏，锁定关闭状态下REF引脚电压放电。
输出过压保护：使用电阻分压器对升压转换器的最大输出电压进行编程，以确保LED串能以设定电流开启，最大输出电压必须高于LED串的正向压降。最大所需电压可通过最大LED正向电压（(V{FWD(max )})）乘以串联LED数量（n），再加上1 V以考虑调节、电阻公差和负载瞬变来计算。推荐的电阻分压器底部反馈电阻（R4）为10 kΩ，顶部电阻（R3）计算公式为(R 3=left(frac{V{OVP}}{3.02}-1right) × R 4)，其中(V_{OVP})为升压转换器的最大输出电压。当芯片检测到OVP引脚电压超过3.02 V的过压保护阈值时，表明输出电压已超过钳位阈值电压，芯片将输出电压钳位到设定阈值。若OVP引脚电压在超过OVP阈值后500 ms内未下降，芯片将被锁定关闭，直到输入电源或EN引脚电压重新上电。
输出对地短路保护：当每个开关周期中电感峰值电流达到开关电流限制的两倍时，芯片立即禁用升压控制器，直到故障消除，以保护芯片和外部元件在输出对地短路时不受损坏。
IFB对地短路保护：若没有保护措施，IFB引脚对地短路会使LED电流失控。若芯片试图提高升压转换器的输出电压来提升IFB电压，会使情况更糟，LED串可能因大电流而烧毁。芯片采用保护机制，若在芯片开启前IFB对地短路，启动期间通过提供60 µA电流检测IFB电压，若电压低于0.4 V，则停止启动并输出故障指示，以保护启动期间的LED串。正常运行时，若某LED反馈引脚对地短路，芯片先短时间关闭该LED串，再次检测IFB电压。若低于1.8 V，则提供60 - µA电流并在关闭状态下再次检测，若仍低于1.8 V，则认定IFB引脚对地短路，关闭升压转换器并将REF电压放电到地，以保护LED串。
ISET对地短路保护：芯片启用时监测ISET引脚电压，当ISET引脚的源电流大于150 μA的阈值时，由于ISET引脚可能对地短路或电流设置电阻过小，芯片禁用电流源。当ISET引脚的源电流恢复到正常值时，电流源恢复工作。
热保护：当芯片结温超过150°C时，热保护电路触发，立即关闭芯片。当结温降至135°C以下时，芯片自动重启，具有约15°C的滞回。

故障指示功能

芯片的FAULT引脚为开漏输出，用于指示异常情况。正常运行时，FAULT引脚电压为低；发生任何故障时，引脚处于高阻抗状态，可通过外部电阻拉高。FAULT引脚可指示OVP或IFB引脚过压、LED短路和开路、IFB对地短路、ISET对地短路、二极管开路和短路、输出短路、过温等故障情况。

应用与设计要点

多芯片并行应用

当应用中需要更多LED串时，TPS61196可工作在主/从模式。当FSW引脚电压低于0.5 V或高于3.5 V时，芯片可设置为从设备。主芯片具有升压控制器，为所有LED串输出电源轨；从芯片仅作为LED驱动器，通过将其COMP引脚连接到主芯片的REF引脚向主芯片反馈所需的裕量电压。从芯片的ISNS引脚必须接地，OVP引脚电压必须比主芯片的OVP引脚电压高3%。从芯片可通过将主芯片的FAULT输出连接到其FSW引脚来合并主从设备上发生的所有故障情况，从芯片的FAULT引脚输出所有故障情况的指示信号。

典型应用设计

设计要求

以一个具体例子说明，设计要求输入电压范围为10 V – 15 V，LED正向电压范围为56 V - 64 V，LED串数为6串，每串20个LED，LED串电流为150 mA/通道，开关频率为500 kHz。

详细设计步骤

电感选择：电感是开关电源调节器设计中最重要的组件之一，其值、直流电阻（DCR）和饱和电流对性能有重要影响。大多数应用中，功率级在连续导通模式（CCM）下运行更高效。电感直流电流计算公式为(L(DC)=frac{V{OUT } × I{OUT }}{V{IN } × eta})，其中(V{OUT})为升压输出电压，(I{OUT})为升压输出电流，(V{IN})为升压输入电压，(eta)为功率转换效率（TPS61196应用中取95%）。电感电流峰 - 峰纹波计算公式为(Delta I{L(P-P)}=frac{V{IN} timesleft(V{OUT }-V{IN }right)}{L × f{SW} × V{OUT }})，电感峰值电流计算公式为(I{L(P)}=I{L(D C)}+frac{Delta I_{L(P-P)}}{2})。应选择饱和电流高于计算峰值电流的电感，计算最坏情况下的电感峰值电流时，使用最小输入电压、最大输出电压和最大负载电流。此外，调节器效率与高电流路径电阻和开关FET及功率二极管的开关损耗有关，电感DCR也会影响整体效率，通常较低的DCR对应较高的效率，但DCR与电感尺寸存在权衡，屏蔽电感的DCR通常比非屏蔽电感高。
肖特基二极管选择：为实现最佳效率，TPS61196需要高速整流。所选二极管的平均和峰值电流额定值必须超过输出LED电流和电感峰值电流，反向击穿电压必须超过应用输出电压。
开关MOSFET和栅极驱动电阻选择：TPS61196需要一个功率N - MOSFET作为开关，MOSFET的电压和电流额定值必须高于应用输出电压和电感峰值电流。在GDRV引脚和开关MOSFET栅极之间连接一个电阻（推荐3 Ω）可限制栅极驱动电流，改善EMI性能。当电阻值高于3 Ω时，由于外部MOSFET开关损耗增加，芯片效率会降低。
电流检测和滤波：R7决定正确的过流限制保护值。选择R7值时，先根据系统总功率需求(P{OUT})，通过公式计算输入电流(I{IN})，效率可估算在90% - 95%之间；然后根据电感值L使用公式计算电感峰值电流；最后计算最大R7值(R 7(max )=V{ISNS } / I{L(P)})，并建议增加20%或更多余量以考虑组件变化。