调整测量数据以优化测量窗口的方法-电子发烧友网

在设计或优化VRM（电压调节模块）时，我们需要其输出阻抗数据及滤波电感和电容的阻抗数据，以便掌握完整的仿真模型。遗憾的是，供应商所提供的关于这些器件的数据通常不完整或有错，或者难以根据测量设置来解读。因此，我们不得不自己收集数据。

测量需要在整个所需要的频率范围内进行，视应用不同，范围通常从几kHz到约1GHz。由于这一频率范围非常宽，我们通常采用基于S参数的测量。高性能仿真器可直接将S参数器件测量整合进AC、DC、瞬态及谐波平衡仿真中，同时包括有限元PCB模型。

虽然非常有用，但标准的S参数测量通常是不够的。真正需要的是更大的范围，即部分S2p测量。我会解释为什么需要它以及如何进行这种改进的测量。

S参数是在很宽的频率范围内执行测量的简单方法，它使用固定阻值端口而不是高阻探头进行测量。用S参数测量阻抗有两种选择，一种是反射测量，另一种是THRU测量。

一个端口还是两个端口？为什么是部分的？

反射或单端口测量是最简单的，因为它只需一根电缆。但是它需要复杂的校准，通常包括用于测量的端口的OPEN校准、SHORT校准和LOAD或MATCH校准。大多数VNA（矢量网络分析仪）包括从S参数反射测量（S11或S22）到阻抗的转换，但非常简单。以单端口为例，对于给定参考阻抗Zref（典型值50Ω）的反射，S11与器件阻抗之间的关系如表1所示。

表1：单端口转换。

我们可以通过将要测量的设备与测量端口串联或并联来执行双端口测量。表2列出了S21与串联和并联配置的器件阻抗之间的关系。

表2：双端口转换。

DC接地回路

由于VNA的RF接地和互连测量电缆的串联电阻导致的直流接地环路，致使双端口分流贯通（shunt-thru）测量出现另一个问题。Keysight E5061B VNA在低频增益相位端口上具有半浮动输入，可消除直流接地环路、实现高达30MHz的低阻抗测量。对于E5061B高频端口和其它一般的VNA来说，必须使用诸如Picotest J2102A这样的共模同轴变压器将直流接地回路缩至最小。否则，低频测量会不准确。

这些阻抗测量选项的设置如图1所示。

图1：单端口和双端口阻抗测量的基本原理图。

图2中的仿真显示了每种测量技术的S参数的大小，它是器件阻抗的函数。随着S参数值接近1.0，所有测量值都失去灵敏性。

图2：作为器件阻抗函数的S参数量值。

图3显示了S参数量值从0.95到1.0的更高分辨率视图。

图3：作为器件阻抗函数的S参数量值的更高分辨率视图。

将可测量的S参数（S11、S22或S21）设置为最小40E-6，可获得合理的信噪比余量和0.95的最大值。每个测量的范围如表3所示。

表3：测量阻抗范围。

我们需要哪个范围？

我们通常会测量VRM、PDN（功率分配网络）、电容器和电感器，所以最小阻抗测量一般在mΩ范围内——无论是电感器DCR（直流阻值）、VRM输出阻抗还是电容器ESR（等效串联阻抗）。这需要双端口分流测量。

测得的S参数文件必须在整个仿真频率范围内有效。将测量范围设置为1kHz至500MHz，并使用被称为“实际测量范围”的方法，我们可以确定使用双端口分流测量能够测量的最大电感或电容。

使用双端口分流测量，可测量的最小电容值为800nF，无法测量高频去耦电容。可以在500MHz测量的最大电感仅为60nH。即使假设电感的谐振频率为100MHz，可测量的最大电感也小于1μH，从而将铁氧体磁珠和大多数输出滤波电感的测量排除在外。

进行此测量时会出现另一个问题。 S21、S11和S22都测量相同器件，因此测量的阻抗范围相同。如上所述，S11和S22的测量值低于单端口测量的范围。例如，在测量电感器时，DCR将作为S11和S22测量。在测量电容器时，将使用S11和S22测量ESR。这些单端口测量值在器件典型的低阻抗水平下是无效的。这就是为什么我们需要“部分”双端口直通测量的原因。我们只保留S21测量值，并删除S11和S22，因为它们在阻抗水平低于0.5Ω时无效。

一些仪器允许将测量结果保存为Touchstone阻抗文件，这是一种部分双端口S参数文件。

扩展双端口范围

我们可以使用串联电阻来扩展测量范围，以便有效增加端口参考阻抗。这可以让我们测量去耦电容和更大的电感。图4显示了这种测量的结果。