如何数字控制系统中实现LLC的电流型控制

这一切都要从FAN7688控制IC开始说起，我自从了解到这种“谐振电流积分”的控制方法后，我就一直在考虑如何在数字控制系统中实现LLC的电流型控制。电流型控制的好处不必多说，就一个音频抗扰度就比电压模式LLC好了很多。特别是我们做车载OBC的应用，对输出电流的纹波更是特别看中。如果，我这里说如果我把电流型控制方法实施在数字控制环境中，这就是一个非常好的应用技术突破。

先让我们来看看传统VMC（voltage mode control ）是怎样实现，下图是典型的VMC的模拟实现，下文中部分图片和文字来源于这篇文献：《Unitrode Design Note ： Switching Power Supply Topology Voltage Modevs. Current Mode by： Robert Mammano 1994/10》

在VMC PWM变换中有这么几个鲜明的优点：单电压环工作闭环控制易于设计，PWM载波的幅度较高控制电路稳定性好，输出阻抗低易于优化多电源的交叉调整。但是也存在这么几个不好的地方：首先反馈必须要在输入或输出负载变化后反馈才能响应，明显控制存在时间滞后，导致响应差。输出侧的LC滤波器的转折频率和相位变化带来了不稳定的影响，环路增益随着输入电压范围变动，导致补偿较难设计。

将电压模式推广到LLC变换器的控制中，上述PWM控制中的一些缺点在LLC变换器中同样存在。包括低频双极点的影响以及控制上的滞后问题，这些都导致了目前VMC的LLC变换器很难有比较好的动态响应，这里我发一个由L6599A控制的LLC变换器的频率控制》输出电压的频率响应测试图，更多内容可见《 VMC和CMC的LLC控制器仿真对比 第五节 （完结篇）》。

从BODE图可见在低频1.5KHz处存在双极点和相位减少180deg，无不在向我们揭示和VMC的BUCK变换器存在相似之处么。在VMC话题继续展开前，我先收一波，让我们先看一看在普通拓扑中的PCM（peak current control mode）实现。

上图即是PCM的理论实现，不论是UC3843或LM3478或者更新一些的模拟控制器都是这样的原理。那我们从这里可以看到电压环的输出Ve决定了开关电流三角波的峰值，所以实现了对输入电压变化的快速响应，因为存在Ipk = Vin*Ton/L的关系，PCM天然就包含了输入电压的前馈，另外对电感电流进行精确限流后，使电感变成了受占空比可控电流源，进而简化了控制到输出的传递函数，去掉了LC输出滤波器的影响，使系统变成一阶惯性系统，系统更易于控制和稳定了。

但是PCM存在电流采样效应使得在占空比大于50%会进入大信号不稳定的区域，在工程上通常会增加斜率补偿来解决占空比大于50%后不稳定的问题。电流模式最大的好处就是大幅度提升音频抗扰度，使得输出电压中的AC输入纹波大幅度降低，这一点对LLC变换器来说就非常有吸引力。众多工程经验和理论无不指出普通VMC的LLC变换的输出工频纹波较大，是一个比较麻烦问题。包括我们在OBC应用上的输出纹波电流，所以我不奇怪的把目光投向了电流模式LLC控制器和其背后的电流模式控制的实现方法上来，这里可以看我今年年初的写的五篇电流型LLC控制器的建模和仿真：《VMC和CMC的LLC控制器仿真对比 第五节 （完结篇）》。

从电流型控制的几种实现方法来看，都能随着电压外环的输出实时限制流入谐振腔的电荷（功率），都能把系统降低为单极点系统，可见下图是FAN7688控制的LLC变换器的频率控制到输出电压的频率响应：

可见在同样功率级参数的情况下，仅变换到电流型控制，就降阶了系统的频率到输出的传递函数，这个波形正是我们期待的结果，在低频段的增益和相位曲线都很单调，可以很容易把系统带宽做起来。那么问题来了，电流型LLC控制器的效果这么好，能不能在数字控制系统中实现呢？

这个问题正是本文的起点，我一直都在思考如何在DSP或MCU中实现电流型LLC的控制，考虑实现的难易程度，我选择了FAN7688的充电电荷积分控制方法，这种方法有着我们想象中的PCM的美感以及优雅的实现。下面我们来简单的看看这种控制方法的实现，更多的具体内容请看我之前发的文章：《VMC和CMC的LLC控制器仿真对比 第三节》

下图是充电电荷控制的实现基础，它优雅的把流入谐振腔中的电流做积分，就得到了类似于PWM变换器中电感的斜坡电流，通过控制这个电荷积分的峰值，就能控制流入谐振腔的电流，就能控制每个开关周期流入变压器的功率，进而实现了峰值电流模式的LLC变换器控制。进一步我们也能考虑到，我们仅需控制TON时流入谐振腔的电流即可，在TOFF时完全可以复制TON的时间，这样就简化了控制复杂度，在一个完整的开关周期中，仅做TON的时间控制。

在模拟IC中的具体实现，根据外环输出决定了电荷积分的峰值，然后把TON复制给TOFF，实现对称周期长度。当TOFF计数结束后，开始新的开关周期。可见FAN7688的内部实现：

所以在数字实现上也是这种方法，利用互感器取谐振电流的电荷积分三角波，将其输入到DSP的CMPSS上用于PCM的实现。可见下图所示，这个是我想的电流模式控制在数字系统中的实现，其思路是来源于FAN7688。

首先电压环输出到DAC设置CMPSS中比较器的正向值，然后TON开始，VICS开始斜坡上升，直到高于DAC输出的值后，CMPSS输出数字比较器事件DCxEVTy到PWM模块，PWM模块根据这个事件关闭TON，然后把TON的开通长度给到TOFF，当TOFF结束后，开始新的TON周期。在这种控制方法中，需要考虑到轻负载下充电电流积分的值较低，估计不太好比较，所以可以以VMC的方式工作，当负载电流达到某个设定值后，再切换为电流控制模式。实际上UCC260x40x就是电流和电压控制模式的混合型控制。这样可以利用各自的优点，实现系统性能最优化。

那么其实我们还有一个问题并没有很好的解决，就是CMPSS输出DCxEVTy信号到PWM模块后，我们可以很容易的配置让他CBC的关闭TON，但是如何将TOFF与TON建立相等的关系？这个是实现数字电流型控制LLC变换器的核心问题，我与TI的资深FAE讨论后，我提出了这样一种实现方法：

上图中：

蓝色计数器是设置的最低开关频率，也就是最长的TBPRD长度。

计数器设置为UP-DOWN模式。

TON设为从PRD开始发波到ZRO关闭。

TOFF设置为AHC模式有源死区互补。

我们开始脑补一下这种工作模式：

TON也就是H开始发波，从PRD点开始拉高，PWM计数器开始从PRD点下降。

然后等待谐振电流上升到电压环的设定点，CMPSS动作，可见上图中黑色线条标注点。

然后ePWM中的数字比较器模块（DC）动作，在还未到ZRO点就关闭H输出，也就是结束TON。

然后经过死区时间后驱动L被死区模块拉高，开始TOFF时间。就在此时，配置CMPSS的比较器输出的同时进入CBC的中断服务函数，另外这个ISR要设为最高优先级，允许打断其它的中断和其它任务。在这个ISR中读取COUNT的值，考虑到CMPSS动作到进入ISR的时钟周期间隔，进而可以推算到实际关闭TON的时间点在COUNT的何处，也就获悉了TON的长度。

然后把这个值写入到TBPRD中，最后再执行一次软件强制PWM同步输入，直接把COUNT从还未到ZRO的值，直接拉到ZRO点。这样新的周期就直接载入了TBPRD，当COUNT增大到PRD时TOFF关闭。

然后轮到TON开通，继续等待谐振电流的充电电荷积分大于DAC的设定点。从控制的精度来看，有两段时间需要补偿。第一段是CBC动作到进入ISR的时间，第二段就是进入ISR到软件强迫PWM同步的时间。前者会增大TON后者会增大TOFF，所以需要根据实际情况进行一些测试才能准确。

小结：本文提出了一种在数字控制系统中实现LLC变换器的电流模式控制的方法，主要是利用CBC的ISR读取COUNT的值和强迫刷新PWM计数周期。本方法还未得到实际项目的测试和验证，仅仅是我脑海中的一个点子，今天赶紧把它写出来与大家分享，如果对这种控制实现感兴趣的朋友可以与我继续讨论，谢谢。

参考文档：

1， Unitrode Design Note ： Switching Power Supply Topology Voltage Modevs. Current Mode by： Robert Mammano 1994/10

2， FAN7688 数据手册

关于本人：

我是杨帅，有多年电源硬件和软件开发经验，熟悉各种电源仿真软件的使用，包括模拟控制方向的Pspice和Simplis，以及数字控制使用Matlab和Plecs。熟悉PSFB，CLLC，DAB，PFC等功率架构的拓扑，控制算法，环路设计。目前是从事车载电源行业，专注在中等功率变换器领域，数年来一直从事电力电子仿真技术研究与应用推广。