关于Buck设计的优劣分析

说我最熟悉某款器件的说法通常都是不成立的，我不会太关心具体的器件，就像我几乎不会在写作中专门去谈某一款器件一样，我觉得那样的关注对我自己没有什么意义，对读者也没有什么意义。即使我在某个时段对某个型号有比较多的了解，我也会在事后很快把它忘掉，剩下的可能就是一些感觉。具体到RT8110，情况也基本如此，我只是在它的发展过程中出过一些力，把它引入到一些重要的应用中，并与客户谈过它的发展问题，由此对它的后续开发产生了一点点影响。虽然如此，一些基本的信息还是要提供的，否则我们的叙事便失去了焦点。RT8110是采用TSOT-23-8封装的Buck转换器控制器，经过多年的发展，到现在已有5个型号可供使用，分别是RT8110以及后续的RT8110A/B/C/D，它们共同的特点是可在很宽的电压范围内工作（最高28V），但成本却不高，这主要得益于它们那很小的封装。小封装带来的不利之处是功率耗散能力比较低，驱动MOSFET的能力不高，比较适合小电流负载的应用，一般的推荐是在10A以下，但这对很多应用来说其实已经不低了，所以还是得到了很普遍的应用。为了方便叙说，先展示一下RT8110B的应用电路图，因为当时涉及到的案子就使用了这个型号。

走进会议室，负责相应案子的FAE已经在里面，情况介绍马上开始：部分机子中的RT8110B工作不正常（我不记得是怎么个不正常法了），症状出现的几率与二极管D的型号有关。当使用1N4148时，故障率低；当使用某个型号的肖特基二极管时，故障率高。故障率是用批量试验的方式得出来的，可以想见这个问题已经困扰大家很久了，而且也耗费了不少精力。

亲爱的读者，看到上述信息，你会怎样思考呢？我的头脑中第一个出现的就是两种二极管的差异，有什么特性上的差异会导致结果的差异呢？趁着你思考比较的机会，顺便说一个故事。

曾经有家客户使用1A输出能力的低压Buck转换器RT8010于其智能手机中，但却出现了高温下的故障，客户认为RT8010在高温下会表现异常。我到现场后首先看电路图，然后请其工程师用热风枪对着板子吹，接着用示波器测量板上某处的信号，看见了不应该出现的状态。再请他取下板上的一只二极管，换成一只普通的开关二极管，问题立即不再重现。那只被换下来的二极管就是肖特基的，它在高温下迅速提高的反向漏电流导致了错误的使能信号，造成RT8010的状态错误。那天晚上，客户请吃饭，感激之情溢于言表，因为同样的问题已经在另外的产品中困扰了他们5年，一直不知道是如何引起的，这天终于真相大白了。如果你要问我是怎么知道的，答案大概只有一个，看规格书，然后把它们变成一种感觉留在记忆里。我虽从未遇到过类似的问题，但规格书所透露的特性在我心里存着呢，平常它们没有什么用，需要的时候它们就会出来帮助我思考，从而可以快速找到答案。

回到上文提到的案子，我脑子里比较的是肖特基二极管和开关二极管的反向漏电流的大小和反向恢复的速度，同时看见了快速变化的电流所带来的影响。紧接着开始看PCB设计图，得到如下图所示的信息，请注意其中的红色线段。

这本来是个原理图的，但在这里你要把它想象成为PCB上的连接关系图，它就是我看到的PCB图的示意（很抱歉，多年过去，相关人员的电脑都换了几台，原始的资料已经找不到了）。与前面的完整原理图相比，这里的电容C1、二极管D和VCC的连接关系已经发生了变化，VCC处于二极管D和电容C1之间的连接线上，而且连接线很长。这种连接方式是错误的，造成RT8110B工作不正常的原因就在这里。

正常的工作过程是这样的：

来自外部的输入VIN经RT8110B的VIN端进入IC，内部经过一个5.5V输出的线性稳压器以后为整颗IC的内部电路供电，其实现原理如下图左上角所示：

VCC端的外接电容C1为该线性稳压器的工作提供稳定保障。

当下桥Q2导通的时候，PHASE端接地，来自VCC的电流经二极管D为自举电容CBOOT充电，IC内部的上桥Q1驱动电路经BOOT端从该电容获得电源供应。请参考下图了解内外元件间的相互关系。

当UGATE端输出高电平使上桥Q1导通以后，PHASE端电压上升至与VIN相等。由于电容两端电压不能突变，PHASE端电压的上升使BOOT端的电压上升了同样高的幅度，但它相对于UGATE端的电压并无变化，所以上桥Q1将继续维持导通状态直至导通时段结束。在这段时间里，二极管D的阴极电压高于阳极电压，因此处于截止状态。

当CBOOT处于充电状态时，我们希望通过D流入CBOOT的电流是从VCC端的外接电容C1中流出的，内部稳压器在看到C1中的电压降低以后再对其进行补充使之稳定在预设的电压上，这也就给出了通常的稳压器PCB设计原则，但实际看到的PCB设计违背了这一原则，可以认为供给二极管的电流是从VCC节点上流出的，电容的作用降低了，这在C1远离VCC端放置的时候会表现得尤其严重。由于给CBOOT充电的电流是脉动的，变化速度很快，铜箔上存在的路径电感会阻碍它的变动，使得VCC端的电压波动变大。

另外，当BOOT端电压因为PHASE端电压上升而上升时，二极管D由正向导通变为反向截止，其内部流过的电流由正向流动变为反向流动，变化范围巨大，但时间却极为短暂，此过程中发生的事情与二极管结电容大小以及反向漏电流的大小有关，是造成RT8110B工作不正常问题的出现几率与二极管类型有关的原因。此反向截止过程造成的电流变化将在路径电感上形成电压波动，它们会沿着二极管D的阳极到VCC节点再到C1的路径进行传播，没有元件可对它形成抑制作用，直到遇到电容C1为止，因而对VCC节点内部的电路工作会造成影响，这种影响是全局性的，因为IC内部的所有电路都靠这里供电。

当理解了这些微观过程的时候，问题就会被看得很清楚，处理也就很简单了。对于当时的我来说，需要做的就是告诉当事的FAE这个设计上的错误及其原因，然后就离开了，前后所用时间只有几分钟，后来就再也没有关心过。

现在之所以重提此案，实在是因为上期的文章中谈了Buck转换器的PCB设计原则的缘故，我想沿着这条路径把更多的东西告诉读者，然后就想起了这个案子。为了保险起见，我找到了当年处理这个案子的FAE，请他重新回顾了此案，问了后来的实际状况，答案是修改了电容C1的放置位置，使得它更靠近VCC，问题就再也没有出现过，二极管的使用也是自由的，无论是开关管或肖特基二极管都可以。这个解决方案不是很符合我的期望，但已经可以满足实际的需求了，所以还是很开心的。

在RT8110B中，线性稳压器是内嵌的，而且需要外加电容来帮助它稳定运行，很多高压器件都会采用这样的方法来为自身供电，上期文章中提到的RT8452就采用了这样的电路架构。这种方式在低压的SoC中也大量存在，例如3.3V的电压被供给芯片以后，它还需要自己生成一个1.8V的电压为其内核部分供电，而前者则用于其输入输出接口部分。遇到这样的器件时，外接的电容都需要尽可能接近芯片引脚放置。当存在外部电路从这种地方取电时，我们需要将引线连接到电容上与芯片连接线相反的一侧，这样就可将外部引入的变化先用电容吸收掉，避免对内部电路造成干扰。

另外，我们在这样描述的时候都没有谈GND一侧要如何做，实际上它的处理原则与VCC一侧是相同的，仅仅是电流的流动方向不一样而已。