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作为模拟和数字信号接口电路的模数转换器(ADC)随着数字技术、微机和模数转换技术的进展得到了广泛应用。由于ADc中的重要组成单元——采样／保持(S／H)电路的精度和速度直接决定ADC的性能，所以设计高性能S／H电路是改善ADC性能的重要一环。目前研究S／H电路的文献有不少，例如文献[1]设计了电荷翻转型S／H电路，但该文未考虑开关导通电阻对电路性能的影响，S／H电路具有较大的失真；文献[2]设计的S／H电路虽然考虑开关对电路的影响，但未曾考虑全差分运放电路共模输出电压对静态工作点的影响。为了解决传统S／H电路失真大和静态工作点不稳定的问题，采用0.25 μm BiCMOS工艺，设计了一款高速率、高精度的10位全差分BiCMOS S/H电路。文中改进型自举开关电路和双通道开关电容共模反馈电路(CMFB)设计具有创新性。
1 整体设计思路
图1为s／H电路的结构，Ucm为运放的共模输入电压，采样开关N1和N2设计为图2的自举开关，N3～N8采用NMOS开关，以上开关在相应的时钟信号为高电平时闭合。当φ1d为高电平、φ2为低电平时，输入电压uI通过电容CS进行采样；当φ1d低电平、φ2高电平时，电路进入保持阶段，uI经过采样电容CS和反馈通道连接至运放输出端，输出端负载由CL驱动，这样的采样电路结构使反馈系数接近于1。根据推导，在采样阶段，CMOS开关工作在线性区，采样开关管栅-源电压UGS与输入电压uI的关系为
UGS=UCP-UIsin(2πfIt)(1)
式中：UI为输入电压uI的幅值；fI为输入信号频率；UCP为采样时钟信号的幅值。在保持阶段φ2导通，CS的下极板直接与运放的输出端相连接，uI通过采样电容传输至输出端；当采样阶段过渡到保持阶段时，CMOS器件出现沟道电荷注入，同时在保持阶段由于电容耦合，会出现时钟反馈通道。因此利用下极板采样技术降低开关动作时对采样信号的影响，两个阶段CS上存储的正负电荷相互抵消，从而消除了运放工作时产生的误差。另外，选取合适的时间常数RC可以提高采样速率。
2 输入端栅-源自举开关的设计
当uI=UIsin(2πfIt)时，图1中的CMOS开关N1和N2的导通电阻与输入信号呈非线性关系，因此对连续时间信号采样时，会产生信号失真和幅度波动，这限制了采样速率和S／H电路的开启时间；且CMOS开关的栅．源电压越大，导通电阻越小。若将N1和N2设计为栅-源自举开关，就能保证N1和N2的栅-源电压不超出VDD，则导通电阻接近于常数并使失真降到最低。于是设计的栅．源自举开关如图2所示，CP为高电平时，VN1和VN2导通，电容C3充电至VDD，VN8和VN6导通，VN7关闭。CP为低电平时，VN1，VN2和VN8断开，VP4，VH5和VN7导通，C3上电压就经过VP4，VN7和VN5加至VP5上，其栅-源电压UGS=VDD；当CP为高电平时，栅-源自举开关Nl和N2导通，CP为低电平时栅．源自举开关N1和N2关断。在CP相VN6导通，A点电压较高，开关VN1和VN2呈现阻性负载，因此存在着如图2中虚线所示的泄漏电流ID，严重制约运放增益的提高。采用VP6进行钳位，使得CP相VN6处于关闭状态，并使采样开关N1和N2自举电压提高10％，泄漏电流减小40％。由于存在着衬偏效应，所以N1和N2的导通电阻不能保持为定值，采用小尺寸的VP5不但可减小导通电阻，而且能改善线性度。图2中输出缓冲电容C4起到隔离作用。
3 全差分运放的设计
对于图1采样／保持电路，在φld时刻对输入差分信号采样，φ2时刻将前一时刻存储于Cs上的电荷传到输出端，φ1为下极板采样开关N3和N4的控制时钟信号，它比时钟信号φ1d延时t1，使开关N3和N4先于开关N1和N2开通或关断。图3为图1电路所要求的时钟信号：设计的S／H电路是一个零阶采样电路，因为在采样阶段N7和N8都导通，输人和输出信号具有相同的直流分量；在采样和保持阶段电压变化不明显，但每一个采样阶段运放的输出电压都要置为0 V。因此，所设计全差分运放除了具有高速、高精度性能外，还要有输入、输出端短路的特性。
图4为多增益级折叠式共栅-共源运放电路，采用Q1和Q2双极型晶体管(BJT)差动输入方式，共栅-共源镜像电流源VP3和VP4，VP1和VP2作为有源负载，藉此提高运放的电压增益；采用Q3，Q4和Q5，Q6共基-共射电路作为运放的差动输出级，以增强运放的负载驱动能力并具有高速特性；开关电容构成共模反馈电路(CMFB)，可使运放的输出信号和输入信号的直流分量相等；UB1，UB2，UB3和UB4为偏置电压。转换时间tC和建立时间tS分别约为采样周期TS的1／8和3／8。经过计算，当fS为250 MHz时，tC=0.5 ns，tS=1.5 ns。这就要求转换速率(SR)为500 V／μs，计算公式如下：SR=UP-P／tC(式中UP-P为输入电压峰-峰值，UP-P=250 mV)。为使运放获得较高的直流增益和高精度，所设计S／H电路的绝对误差δ≤±ULSB／2，它的输出电压有效值U。与直流增益A、采样电容CS及寄生电容CP的关系式为
Uo≈UI[1-(1+CP／CS)／A](2)
由式(2)可见，通过增大运放的直流增益A来减小增益误差(1+Cp／Cs)／A，可使Uo与UI之间的偏差小于1／2N+1(N是系统所要得到的精度位数)。因而对于10位系统，电压增益至少为67.21 dB，此时CP≈0.12 pF。考虑到电路提速的要求，取CS=1 pF。对于线性采样电路来说，为使tS=0.375 7TS，取单位增益带宽fT大于725MHz。fT与反馈系数F、建立时间常数τS之间有如下关系
fT>1／2π(FτS)=1／2π[F(tS／7.6)] (3)
式中：建立时间tS=7.6τs，F=0.89。与CMOS运放相比，BiCMOS运放不但具有高增益、低噪声特性，而且具有较短的建立时间ts，速度较快，尤其是其相位裕度大于45°，因此运放的工作性能稳定。
4 双通道共模反馈电路的设计
因为全差分折叠式运放的共模输出电压对器件的适配情况较为敏感，所以在运放中加入双通道开关电容CMFB电路，可以达到稳定其静态工作点和增大共模输出电压摆幅的目的。图5为采用开关电容结构设计的共模反馈电路，用以稳定输出摆幅和电路阻抗。设计的CMFB电路通过对共模输出电压进行反馈校正，确保运放输入和输出短路。图5中uO+和uO-为运放的输出电压，uc为运放的理想共模输出电压，uc=(uO++uO-)／2，uc作为图4中VP和VP构成的共栅-共源电流源I3和I4的栅极电压。共模反馈系数β=2CS／(2CS+CP)，图5φ1和φ2为时钟信号，其中的开关均为PMOS管；φ1时刻开关电容CS进行充电，φ2时刻非开关电容Cc产生输出电压的平均值，用以形成控制运放电流源IS的电压。CC上的直流电压由CS决定，CS和CC并联在UB1和UB2两个偏置电压之间起开关作用，UB2=uc-VDD，CS为0.1～0.25 CC。图6是电源电压为1.2 V，输入电压uI峰-峰值为0.6 V，采用0.18 μm CMOS工艺，共模输出电压uc的仿真波形。由图6可截出uc的最大输出电压幅值Ucm≈600 mV，运放达到共模输出电压的稳定时间tW=(4.135-4.12)×10-7s≈1.5 ns。
5 实验结果与分析
利用Cadence Spectre软件工具的仿真环境，采用SMIC公司0.25μm标准BiCMOS工艺，进行了模拟仿真实验。实验运放电路的参数如下：输入信号频率fI为0～10 MHz的正弦波电压，共模输入电压为1.5 V，UP-P=1 V，fS=250 MHz，输出端负载电容CL=0.5 pF。从图7采样放大器的频响曲线可见：运放直流电压增益A=72 dB，单位增益带宽fT=1.6 GHz；S／H电路的反馈系数F=0.89时，对应的相位为-107.9°，故相位裕度Pm为72.1°，满足系统大于725 MHz的带宽要求，同时相位裕度大于45°，因而所设计的系统是稳定的。图8为所设计的S／H电路，经仿真实验获得的离散傅里叶变换(DFT)频谱分布，可见当fI=10 MHz，fS=250 MHz时，S／H电路的SFDR=-61 dB，SNR=62 dB，三次谐波电压201gU3=-105.6 dB，SNR大于50 dB，此时S／H分辨率ENOB=(SNR-1.76)／6.02>10位，满足10位ADC的性能要求。表1为运放的仿真结果，建立时间tS=1.37 ns，转换速率SR=500 V／μs，功耗PD=8 mW，tS较短，SR较高，PD较低，符合ADC的高速要求。表2为所设计的S／H电路与其他文献S／H电路的仿真结果性能对比情况，由表可见，所设计的S／H电路的fS=250 MHz，采样频率适中；其VDD=3 V，比文献[3]中的S／H电路低0.3 V，而功耗PD=10.85 mW，介于前两者之间，比文献[3]S／H电路降低15.15 mW；但它具有10位的高精度，比文献[3]S／H电路提高了两个精度等级。
6 结论
采用0.25μm SiGe BiCMOS工艺，在全差分折叠式BiCMOS运放的基础上设计了S／H电路。文中设计的S／H电路，采用下极板采样和改进型自举开关新技术，从而提高了采样速率和线性度。由实验数据可知，设计的全差分折叠式BiCMOS运放具有高增益、高精度和高增益带宽性能，运放中在关键部位、选用有限数目的BJT使电路拥有较快的转换速率和大电流驱动能力，且运放的建立时间有所降低；而新设计的双通道共模反馈(CMFB)电路，既稳定了静态工作点，又改善了温度稳定性；另外，所设计的S／H电路中的采样开关统一设置为CMOS开关，故功耗大为降低。由于当fI=10 MHz，fS=250 MHz时S／H电路的仿真结果满足了10位精度ADC的性能要求，所以该款S／H电路对于高速、低压、低耗的ADC和其他微处理器及信号调理电路的设计都具有指导作用。
1 整体设计思路
图1为s／H电路的结构，Ucm为运放的共模输入电压，采样开关N1和N2设计为图2的自举开关，N3～N8采用NMOS开关，以上开关在相应的时钟信号为高电平时闭合。当φ1d为高电平、φ2为低电平时，输入电压uI通过电容CS进行采样；当φ1d低电平、φ2高电平时，电路进入保持阶段，uI经过采样电容CS和反馈通道连接至运放输出端，输出端负载由CL驱动，这样的采样电路结构使反馈系数接近于1。根据推导，在采样阶段，CMOS开关工作在线性区，采样开关管栅-源电压UGS与输入电压uI的关系为
UGS=UCP-UIsin(2πfIt)(1)
式中：UI为输入电压uI的幅值；fI为输入信号频率；UCP为采样时钟信号的幅值。在保持阶段φ2导通，CS的下极板直接与运放的输出端相连接，uI通过采样电容传输至输出端；当采样阶段过渡到保持阶段时，CMOS器件出现沟道电荷注入，同时在保持阶段由于电容耦合，会出现时钟反馈通道。因此利用下极板采样技术降低开关动作时对采样信号的影响，两个阶段CS上存储的正负电荷相互抵消，从而消除了运放工作时产生的误差。另外，选取合适的时间常数RC可以提高采样速率。
2 输入端栅-源自举开关的设计
当uI=UIsin(2πfIt)时，图1中的CMOS开关N1和N2的导通电阻与输入信号呈非线性关系，因此对连续时间信号采样时，会产生信号失真和幅度波动，这限制了采样速率和S／H电路的开启时间；且CMOS开关的栅．源电压越大，导通电阻越小。若将N1和N2设计为栅-源自举开关，就能保证N1和N2的栅-源电压不超出VDD，则导通电阻接近于常数并使失真降到最低。于是设计的栅．源自举开关如图2所示，CP为高电平时，VN1和VN2导通，电容C3充电至VDD，VN8和VN6导通，VN7关闭。CP为低电平时，VN1，VN2和VN8断开，VP4，VH5和VN7导通，C3上电压就经过VP4，VN7和VN5加至VP5上，其栅-源电压UGS=VDD；当CP为高电平时，栅-源自举开关Nl和N2导通，CP为低电平时栅．源自举开关N1和N2关断。在CP相VN6导通，A点电压较高，开关VN1和VN2呈现阻性负载，因此存在着如图2中虚线所示的泄漏电流ID，严重制约运放增益的提高。采用VP6进行钳位，使得CP相VN6处于关闭状态，并使采样开关N1和N2自举电压提高10％，泄漏电流减小40％。由于存在着衬偏效应，所以N1和N2的导通电阻不能保持为定值，采用小尺寸的VP5不但可减小导通电阻，而且能改善线性度。图2中输出缓冲电容C4起到隔离作用。
3 全差分运放的设计
对于图1采样／保持电路，在φld时刻对输入差分信号采样，φ2时刻将前一时刻存储于Cs上的电荷传到输出端，φ1为下极板采样开关N3和N4的控制时钟信号，它比时钟信号φ1d延时t1，使开关N3和N4先于开关N1和N2开通或关断。图3为图1电路所要求的时钟信号：设计的S／H电路是一个零阶采样电路，因为在采样阶段N7和N8都导通，输人和输出信号具有相同的直流分量；在采样和保持阶段电压变化不明显，但每一个采样阶段运放的输出电压都要置为0 V。因此，所设计全差分运放除了具有高速、高精度性能外，还要有输入、输出端短路的特性。
图4为多增益级折叠式共栅-共源运放电路，采用Q1和Q2双极型晶体管(BJT)差动输入方式，共栅-共源镜像电流源VP3和VP4，VP1和VP2作为有源负载，藉此提高运放的电压增益；采用Q3，Q4和Q5，Q6共基-共射电路作为运放的差动输出级，以增强运放的负载驱动能力并具有高速特性；开关电容构成共模反馈电路(CMFB)，可使运放的输出信号和输入信号的直流分量相等；UB1，UB2，UB3和UB4为偏置电压。转换时间tC和建立时间tS分别约为采样周期TS的1／8和3／8。经过计算，当fS为250 MHz时，tC=0.5 ns，tS=1.5 ns。这就要求转换速率(SR)为500 V／μs，计算公式如下：SR=UP-P／tC(式中UP-P为输入电压峰-峰值，UP-P=250 mV)。为使运放获得较高的直流增益和高精度，所设计S／H电路的绝对误差δ≤±ULSB／2，它的输出电压有效值U。与直流增益A、采样电容CS及寄生电容CP的关系式为
Uo≈UI[1-(1+CP／CS)／A](2)
由式(2)可见，通过增大运放的直流增益A来减小增益误差(1+Cp／Cs)／A，可使Uo与UI之间的偏差小于1／2N+1(N是系统所要得到的精度位数)。因而对于10位系统，电压增益至少为67.21 dB，此时CP≈0.12 pF。考虑到电路提速的要求，取CS=1 pF。对于线性采样电路来说，为使tS=0.375 7TS，取单位增益带宽fT大于725MHz。fT与反馈系数F、建立时间常数τS之间有如下关系
fT>1／2π(FτS)=1／2π[F(tS／7.6)] (3)
式中：建立时间tS=7.6τs，F=0.89。与CMOS运放相比，BiCMOS运放不但具有高增益、低噪声特性，而且具有较短的建立时间ts，速度较快，尤其是其相位裕度大于45°，因此运放的工作性能稳定。
4 双通道共模反馈电路的设计
因为全差分折叠式运放的共模输出电压对器件的适配情况较为敏感，所以在运放中加入双通道开关电容CMFB电路，可以达到稳定其静态工作点和增大共模输出电压摆幅的目的。图5为采用开关电容结构设计的共模反馈电路，用以稳定输出摆幅和电路阻抗。设计的CMFB电路通过对共模输出电压进行反馈校正，确保运放输入和输出短路。图5中uO+和uO-为运放的输出电压，uc为运放的理想共模输出电压，uc=(uO++uO-)／2，uc作为图4中VP和VP构成的共栅-共源电流源I3和I4的栅极电压。共模反馈系数β=2CS／(2CS+CP)，图5φ1和φ2为时钟信号，其中的开关均为PMOS管；φ1时刻开关电容CS进行充电，φ2时刻非开关电容Cc产生输出电压的平均值，用以形成控制运放电流源IS的电压。CC上的直流电压由CS决定，CS和CC并联在UB1和UB2两个偏置电压之间起开关作用，UB2=uc-VDD，CS为0.1～0.25 CC。图6是电源电压为1.2 V，输入电压uI峰-峰值为0.6 V，采用0.18 μm CMOS工艺，共模输出电压uc的仿真波形。由图6可截出uc的最大输出电压幅值Ucm≈600 mV，运放达到共模输出电压的稳定时间tW=(4.135-4.12)×10-7s≈1.5 ns。
5 实验结果与分析
利用Cadence Spectre软件工具的仿真环境，采用SMIC公司0.25μm标准BiCMOS工艺，进行了模拟仿真实验。实验运放电路的参数如下：输入信号频率fI为0～10 MHz的正弦波电压，共模输入电压为1.5 V，UP-P=1 V，fS=250 MHz，输出端负载电容CL=0.5 pF。从图7采样放大器的频响曲线可见：运放直流电压增益A=72 dB，单位增益带宽fT=1.6 GHz；S／H电路的反馈系数F=0.89时，对应的相位为-107.9°，故相位裕度Pm为72.1°，满足系统大于725 MHz的带宽要求，同时相位裕度大于45°，因而所设计的系统是稳定的。图8为所设计的S／H电路，经仿真实验获得的离散傅里叶变换(DFT)频谱分布，可见当fI=10 MHz，fS=250 MHz时，S／H电路的SFDR=-61 dB，SNR=62 dB，三次谐波电压201gU3=-105.6 dB，SNR大于50 dB，此时S／H分辨率ENOB=(SNR-1.76)／6.02>10位，满足10位ADC的性能要求。表1为运放的仿真结果，建立时间tS=1.37 ns，转换速率SR=500 V／μs，功耗PD=8 mW，tS较短，SR较高，PD较低，符合ADC的高速要求。表2为所设计的S／H电路与其他文献S／H电路的仿真结果性能对比情况，由表可见，所设计的S／H电路的fS=250 MHz，采样频率适中；其VDD=3 V，比文献[3]中的S／H电路低0.3 V，而功耗PD=10.85 mW，介于前两者之间，比文献[3]S／H电路降低15.15 mW；但它具有10位的高精度，比文献[3]S／H电路提高了两个精度等级。
6 结论
采用0.25μm SiGe BiCMOS工艺，在全差分折叠式BiCMOS运放的基础上设计了S／H电路。文中设计的S／H电路，采用下极板采样和改进型自举开关新技术，从而提高了采样速率和线性度。由实验数据可知，设计的全差分折叠式BiCMOS运放具有高增益、高精度和高增益带宽性能，运放中在关键部位、选用有限数目的BJT使电路拥有较快的转换速率和大电流驱动能力，且运放的建立时间有所降低；而新设计的双通道共模反馈(CMFB)电路，既稳定了静态工作点，又改善了温度稳定性；另外，所设计的S／H电路中的采样开关统一设置为CMOS开关，故功耗大为降低。由于当fI=10 MHz，fS=250 MHz时S／H电路的仿真结果满足了10位精度ADC的性能要求，所以该款S／H电路对于高速、低压、低耗的ADC和其他微处理器及信号调理电路的设计都具有指导作用。
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