双音和WCDMA调制阻塞的有效IM2分量评估

 

引言

 

近年来随着第3代(3G)无线网络在日本(IMT-2000)、欧洲(UMIST)和美国(CDMA2000)的推广，3G移动手机所需的低成本、低功耗和小形状系数的用户设备(UE)变得重要起来。采用硅工艺、电路设计技术实现的直接下变频接收结构是3G手机高集成平台的一种有前途的系统方案。本文给出3G无线电的商业用全集成零中频接收机方案(图1)。广泛讨论接收机输入2阶截点(IIP2)，因为它是直接变频接收机的关键性能指标。在此给出测量、仿真和计算结果。

 

图1 3GPP FDD手机无线电用直接变频接收器IC

 

图2 由零中频接收器中双音阻塞引起的2阶互调失真

 

图3 UL参考信道和DL 16信道阻塞的CCDF

 

直接变频接收机结构

如图1所示，直接变频或零中频接收机结构是实现接收机完全片上集成的途经，直接解调信号为基带I和Q信号。在3G WCDMA FDD(全双工)工作模式，只需要一个外部双工器分离RX和TX部分。而且，在FDD无线电中需要后置LAN RF滤波器，以抑制解调器输入中的带外阻塞和发送器泄露。在零中频接收器IC中，由片上低通滤波器实现基带的通道选择。其后是通道滤波，基带中的I/Q信号被无线电调制解调器IC的模拟基带部分数字化之前由可变增益放大器(VGA)放大。

2阶失真效应

在零中频接收机中，2阶互调分量(IM2)是一个干扰源，而必须使接收机基带通道中的这些成分最小。在零中频接收机中，前端2阶非线性解调调幅信号后，阻差分量落入基带内。由于这些2阶IM2分量是由阻塞包络的平方项组成的，所以基带中这些不希望的频谱分量的带宽可能达到阻塞振幅包络带宽的2倍。IM2分量依赖于基带中所希望的信号调制带宽，所以这些IM2分量将部分地或全部导致接收机干扰容限。

这里所讨论的IM2失真分量是发生在零中频接收机下变频器中，这是由于LNA中的低频IM2分量通常由LNA和混频单元之间的AC耦合或带通滤波滤掉。在零中频接收机中有多种IM2分量生成机制。然而，主要有下面两种IM2来源：

RF自混频：这是由于在零中频接收机的混频器中转换级的非理想硬开关I-V特性和杂散耦合导致RF信号漏进LO端口所引起的。

下变频器RF级2阶非线性和LO级开关失配：在零中频接收机的I/Q混频器输入引入强CW或调制阻塞时，混频器跨导或RF级的有源器件的2阶非线性将产生低频IM2分量。

IIP2公式推导

接收器前端的弱非线性特性可表示为：

∧          (1)

接收器的输入信号(见图2)表示为，总双音功率等于A2/R。接收器前端的2阶失真分量为：

 

      (2)

在(f1+f2)和(f1-f2)总输出IM2分量(包括总DC偏移)表示为：

   (3)

输出IM2分量(方程3)中和系统阻抗R有关的总功率计算如下：

            (4)

根据定义，在IIP2功率电平，总输入信号功率等于输出IM2分量(方程4)中的总功率，除以增益因数|a1|2可写为：

 

                 (5)

根据总双音输入功率等于P2T=A2/R，与接收器有关的IM2分量的总功率电平(方程4)可表示为：

 

                               (6)

注意方程4中的IM2分量总功率电平，它是由DC中的50%(-3dB)IM2分量、f1-f2中的25%(-6dB)分量、f1+f2中的25%(-6dB)IM2分量组成。因此，在f1-f2中IM2分量的功率电平可以从方程4和方程6推导出：

 

(7)

其中每个音的功率电平(在f1或f2中P1T)是总双音功率的50%，。

有效低频IM2分量

在3GPP WCDMA无线通信中，对接收器输入严重的干扰不是双音型，而是宽带数字调制阻塞部分。因此，估算调制阻塞的有效低频分量非常重要，以便得到满足误码率性能要求的接收器IIP2。这就需要了解调制阻塞的特性。特别是它的非恒定包络，这是由于它将RF阻塞变换到基带，包括包络的平方项。在3G标准测试案例7.3.1和7.6.1给出3GPP WCDMA接收器中两个主要的调制阻塞。第一个测试案例7.3.1规定传输上行链路(UL)信号在天线处为最大功率电平(+24dBm)时，对于BER<10-3所需要的最小灵敏度。第2个测试案例7.6.1规定天线连接器处对于BER>10-3所需最小接收信号，调制下行链路(DL)阻塞为-44dBm，偏离所希望信号15MHz、在天线处传输UL功率是+20dBm情况下。

在3GPP标准文件A.1表中给出了在3GWCDMA手机的天线处传输UL信号参考测量信道(12.2kbps)结构。它由专用物理数据信道(DPDCH)和专用物理控制信道(DPCCH)组成。在无线电调制解调器部分，DPDCH和DPCCH信道都扩展到3.84Mcps，标定到适当的功率比(DPCCH/DPDCH=-5.46dB)、HPSK编码并用1.92MHz平方根余弦(RRC)滤波器(滚降因数a=0.22)滤波。另外，前向信道调制阻塞(与所希望信道偏移15MHz)由测试所需的公共信道(Table C.7标定)和16个专用数据信道(Table C.6标定)组成。信号是QPSK混合编码，扩展到3.84Mcps、编码并用RRC滤波器(类似于UL信号)滤波。信号-3dB带宽等于3.84MHz(在RF)，而且总信号功率的99%是在4.12MHz带宽(-6dBBW)内。为了理解调制UL发送信号或调制DL16通道信号的包络特性和估算WCDMA零中频接收器中这些信号的有效IM2分量，首先研究用互补分布函数(CCDF)表示的每种信号中的功率统计。CCDF给出信号与概率关系的峰值平均功率比(PAR)。图3示出UL传输信号和DL16信道信号的ADS(Advanced Design System)仿真CCDF。

注意图3中在基于一个发送DPDCH的UL参考信道的0.1%概率处，PAR为3.1dB。另外，包含16个专用通信信道的DL阻塞(在15MHz偏移)具有8.4dB PAR(在概率0.1%)，这几乎等同于高斯噪声信号。下面将示出的有效低频IM2分量估算不同于两个标准测试案例，这是因为两个不同阻塞分量之间的PAR不同。

研究WCDMA零中频接收器输入端调制阻塞IM2分量的ADS IM2仿真模板示如图4。IM2分量由RRC滤波器滤波，此滤波器与基站发送器RRC滤波器匹配。仿真中所测量的总低频IM2分量在所希望的oHz~2.06MHz基带信号频带内，这是RF信号的99%功率带宽的一半。

在图5和图6中分别示出WCDMA UL参考测量信道(12.2kbps)和WCDMA DL 16信道阻塞在零中频下变频器基带输出的仿真IM2分量频谱。在ADS模板中，为了仿真，用0dBm的调制阻塞功率和等于+30dBm的零中频下变频器IIP2。对于0dBm WCDMA UL发送信号在1KHz...2.06MHz所希望的信号通带内积分，得到总的低频IM2分量的功率等于-43.7dBm。2阶非线性所引起的DC偏移为5mV，这等效于50Ω上产生-33dBm(图5)。另外，对于0dBm WCDMA DL 16信道阻塞的总IM2分量的功率电平，在1KHz...2.06MHz所希望信号通带内积分等于-33.1dBm。2阶非线性引起的总DC偏移等于5mV(图6)。根据方程6，假定在零中频下变频器输入端双音阻塞总功率电平为0，则接收器输入的总IM2分量的功率电平计算如下 ：

其中-33dBm是DC偏移电平(根据方程4计算)，-36dBm是在f1-f2内IM2分量的功率电平(根据方程7计算)。可以得出结论：0dBm UL发送阻塞在1KHz~2.06MHz频段积分得到低频IM2分量的功率电平7.7dB。同样，由0dBm DL 16通道阻塞引起的等效低频IM2分量功率电平为2.9dB。根据上述结果，总有效IM2分量功率电平为：

对于UL参考信道或TX阻塞案例为：

 

     (8)

对于DL 16信道阻塞案例为：

 

         (9)

在方程8和方程9中，每个音的功率电平(在f1或f2的P1T)是双音阻塞总功率电平(P2T)的50%，这与调制阻塞的功率电平是相同的：

 

 

WCDMA接收器所要求的最小IIP2

下面根据方程8和9分别给出测试案例7.3.1和7.6.1的WCDMA零中频接收器的最小IIP2。所有IIP2计算都是参考于接收器LNA输入。

-3GPP标准测试案例7.3.1

5dB。可计算过允许的接收器NF产生最大的噪声功率PN=Psensitivity+Gp-Eb/Nt=-117dBm+25dB-7dBm=-99dBm。

?©起的最大输入IM2(指接收器LNA输入)：

PIIM2,UL_TX = PN-11dB-ILduplexer≤99dBm-11dB-2dB = -112dBm

 

 

-3GPP标准测试案例7.6.1

 

 

已忽略由UL发送泄漏信号引起的低频IM2分量，因为在该测试中的UL TX功率相对于7.3.1案例中所规定的电平已降低4dB。

 

 

图4 清除IM2分量的ADS模块

 

图5 在零中频接收器输出由UL阻塞引起的仿真RRC滤波IM2分量

图6 在零中频接收器输出由DL 16信道阻塞引起的仿真RRC滤波IM2分量

 

结语

本文给出在调制WCDMA阻塞器中所需的零中频接收器IIP2的仿真、计算和测量结果。这依赖于调制阻塞的包络特性，结果显示基带中总的低频IM2分量电平可以高于或低于由等效双音阻塞引起的低频IM2拍音电平。