提高步进电机运行质量的电流控制方法

A双极性步进电机的基础知识

双极性步进电机包含两绕组，为了使电机运行平稳，不断的给这两个线圈加以相位差90度的正弦波，步进电机就开始转动起来。

通常，步进电机不是由模拟线性放大器驱动；而是由PWM电流调节驱动，把线性的正弦波信号转换成了离散的直线段信号。 正弦波可被分成多段，随着段数的增加，波形不断接近正弦波。 实际应用中，段数多从4到2048或更多，大多数步进驱动IC采用4到64段细分。整步驱动，每一时刻只有一个相通电，两相电流交替和电流方向切换，使得一共产生四个步进电机机械状态。半步驱动，比整步驱动方式相对复杂一些，在同一时刻，可能两个相都需要被通电，如图1所示，使电机的步进分辨率提高了一倍。细分驱动，电机转子走一步的角度将会随着细分数的增加而减小，电机转动也越来越平稳，例如把一个32段细分序列称为八分之一步驱动模式（见图1）。

图1：细分驱动的电流波形。

电流控制精度的重要性

双极性步进电机转子的位置取决于流经两个线圈绕组的电流的大小。通常，选择步进电机的主要指标为，准确的机械定位或精准的机械系统速度控制。所以绕组电流的精度控制对步进电机的平稳运行非常重要。

在机械系统中，有两个问题会导致不准确的电流控制：

1、在低速运行或用步进电机用于定位控制的情况下，每一细分段电机运行的步数错误，导致错误的定位。

2、在高速运行下，系统非线性会导致短期电机运行速度变化，使得力矩不稳，增加了电机噪声和振动。

PWM控制和电流衰减模式（Decay Mode）

大多数的步进电机驱动IC，依靠步进电机绕组的电感特性实现PWM电流调节。通过每个绕组对应的功率MOSFET组成的H桥电路，随着PWM控制开始，电源电压被加到电机绕组上，从而产生驱动电流。一旦电流达到设定值，H桥就会切换控制状态，使得输出电流衰减。 一定固定时间后，一个新的PWM周期又会开始，H桥再次产生线圈电流。

重复这一过程，使绕组电流上升和下降。通过电流采样和状态控制，可以调节控制每一段细分的峰值电流值。

在预期的峰值电流达到后，H桥驱动绕组的电流衰减控制方式有两种：

1、绕组短路（同时开通低侧或高侧的MOSFET），电流衰减慢。

2、H桥反向导通，或允许电流通过MOSFET的体二极管流通，电流衰减快。

这两种电流衰减方式称为慢衰减和快衰减（见图2）。

图2：H桥工作状态。

由于电机绕组是感性的，电流的变化率取决于施加的电压和线圈感值。要步进电机快速运行，理想的情况就是是能够控制驱动电流在很短的时间内变化。不幸的是，电机运动中会产生一个电压，其方向与外加电压相反，反抗电流发生改变的趋势，称为“反电动势”。 所以电机转速越快，此反向电动势就越大，在它作用下电机随速度的增大而相电流减小，从而导致力矩变小。 为了减轻这些问题，要么提高驱动电压，要么降低电机绕组电感。 降低电感意味着用更少的匝数绕组，就需要更高的电流来达到相同的磁场强度和扭矩。

传统峰值电流控制的问题

传统的步进电机峰值电流控制，通常只检测通过线圈的峰值电流。 当预期的峰值电流达到后，H桥就会切换导通状态，使得输出电流衰减（快衰减，慢衰减，或两者的组合），持续一定固定时间，或等一个PWM周期结束。电流衰减时，驱动IC无法检测输出电流，从而导致一些问题。

一般来说，最好是用慢衰减，可以得到更小的电流纹波，平均电流能更准确的跟踪峰值电流。 然而，随着步率增大，慢衰减不能够及时降低绕组电流，无法保证精确的电流调节。

为了防止采样到开关电流尖峰，在每个PWM周期的开始，有一个非常短的时间（blanking time）是不采样绕组电流的，那么此时的电流就是不受控制的。这会导致严重的电流波形畸变和电机运行的不稳定（见图3）。

图3：慢衰减模式下的电流畸变。

在正弦波达到峰值后，电流先开始衰减，然后又增加，直到H桥工作在高阻状态，电流才继续向零衰减。

为了避免这种情况，许多步进电机驱动芯片，在电流幅值增加的时候采用慢衰减模式，在电流幅值减小时使用快衰减或混合衰减（结合快衰减和慢衰减）模式。 然而，这两种衰减模式的平均电流是是完全不同的，因为快衰减模式时的电流纹波相对大很多。 结果就是，两种模式下的平均电流值相差很大，导致电机运行不平稳（见图4）。

图4：传统峰值电流控制下的波形

如图4波形所示，峰值电流后一步和前一步的电机步进不一样，会导致位置误差和瞬时速度的变化。电流过零时，因为两种衰减模式的切换，也会有同样的问题。