储能系统中功率器件的应用要点及输出能力分析

作者简介

赵阳（1991），男，工学硕士，英飞凌工业与基础设施业务部门应用工程师，主要从事电力电子技术方面的研究工作。

候增全（1997），男，工学硕士，英飞凌工业与基础设施业务部门应用工程师，主要从事电力电子技术方面的研究工作。

摘要

目前应用于储能系统的电芯技术正在快速发展，单体容量从280Ah升级至300+Ah，储能PCS的功率也随之不断提升。IGBT器件作为PCS系统中的核心部件，应用中的设计要点和输出能力的准确评估决定了PCS的性能表现。本文通过实验对比验证了功率器件在应用设计中的关键因素，包括功率回路杂感的布局优化，栅极电阻对于关断电压尖峰的影响和RC吸收电路对于电压应力的抑制效果。另外，针对储能国标对储能系统的稳态，故障穿越及过载能力结合仿真对输出能力进行分析，并对比了SVPWM和DPWM调制算法在有功和无功模式下输出能力的差异。

1

引言

近年来，随着光伏、风能等新能源快速发展，其波动性和大规模接入对电网稳定运行的影响已不容忽视。储能系统由于可以平滑和稳定电压，参与峰值功率调节，有利于减少新能源带来的电力波动和改善电能质量，因此在源网侧得到了广泛应用和快速发展。目前1500V直流电压等级的200kW+的PCS既可以作为组串式方案在电站式储能中做为一簇一管理的模块化方案，也可以在工商业储能中作为高集成度方案。

本文基于Infineon在200kW+功率段推出的EconoPACK封装的三电平功率模块，对其功率回路杂感电感的优化布局，栅极电阻对于关断电压尖峰的影响等设计要点进行了分析验证。另外，结合仿真对不同应用工况和有功无功模式下的输出能力和调制算法进行了分析。

2

储能变流器PCS简介

2.1

储能变流器PCS

储能变流器PCS（Power Conversion System）是一种双向的电能变换装置，可进行交流/直流和直流/交流转换，主要作用是将电池中存储的直流电转换为电网或负载需要的交流电，在需要存储能量时，将交流电转换为直流电将能量存储至电池中， PCS作为储能系统的核心设备，其性能和应用直接影响着储能系统的整体稳定性和效率。

目前储能系统中的电芯技术正在快速发展和迭代，储能电芯的单体容量从280Ah升级至300+Ah，储能PCS的功率也随之不断升级。目前大功率的储能PCS主要分为集中式和组串式。主流PCS多采用1000V和1500V母线电压，本文所述的单个200kW+的模块可以作为组串式方案在电站式储能中做为一簇一管理的模块化方案，也可以在工商业储能中作为高集成度方案，该功率段普遍采用的是直流1500V系统，交流侧电压为690V，多采用三电平拓扑的方案。

2.2

功率模块方案

PCS中最核心的部分为功率器件，其很大程度上决定了PCS的效率和功率密度等关键参数。基于目前的市场需求，Infineon在200kW+的功率段推出基于EconoPACK封装的功率模块，是一款已经得到广泛应用的标准封装，且内部的芯片组合和拓扑结构可以根据实际需要灵活调整。在储能1500V系统中，上述模块可以在典型的风冷工况下实现200kW+的输出功率。

图1. 第七代IGBT H7芯片关键参数对比

模块内部搭配了最新的IGBT和Diode芯片技术。如图1所示，Infineon 1200V TRENCHSTOP IGBT7-H7芯片针对无短路情况的应用，将Vce(sat)和E(total)进行了优化，相比上一代高速芯片H3静态和动态性能都得到了大幅优化，可以将器件损耗降至最低水平，提高系统整体效率。

3

功率器件的应用要点

3.1

功率回路杂散电感的优化措施

在实际的应用设计中，由于功率回路的杂散电感等寄生参数会极大影响器件的开关特性，因此PCB布板的杂感优化环节尤为重要。

在功率器件外围电路中，通常会连接支撑电容以及高频电容，支撑电容主要为系统提供稳定的直流电压，高频电容提供功率器件瞬态时所需的能量；由于功率器件开关时的瞬态能量是从高频电容中抽取，因此高频电容布局的差异会对整个功率回路的杂散电感有较大影响。

图2. 模块拓扑及连接端子示意图

图2为本文所述功率模块NPC1拓扑及外围连接端子示意图，可以看到P/N/M1/M2端子位于模块的一侧，便于布置直流侧器件和PCB走线。

功率器件换流回路的杂感主要包括几个部分：高频电容自身的杂感、高频电容和模块之间的连接杂感、模块内部端子的连接杂感、DCB和绑定线的杂感；模块内部杂感可以通过合理的布局做到最优的均衡，针对模块外部的杂感优化，一方面可以对PCB各层的铺铜之间进行叠层设计，尽可能将磁场进行交叠以减小杂感，另外可通过紧密布置电容位置以减少功率回路的长度，同时将各个高频电容的正负极方向进行交叠放置，此布置方式可以使两电容流过的电流反向进一步降低功率回路杂感。

图3. PCB布局方式一

图4. PCB布局方式二

图3和图4为都采用四层板的布局方式，Top layer和Inner2 layer分别布置P和N的铺铜区域，Inner1 layer层和Bottom layer层布置M1和M2的铺铜区域，通过大面积的交叠铺铜减小功率回路的杂感，另外通过高频电容正负极采用交错放置的方式以抵消磁场。两种方式的主要区别在于功率回路铺铜交叠面积的大小，第一种布局方式为实现在板上开孔进行电流测量，功率回路铺铜的面积相较于第二种减小许多，换流路径也有所增加，两种不同的布局方式会极大影响功率回路的杂散电感大小。

通过双脉冲测试对所述的两种不同布局方式对杂感的影响进行验证，根据三电平的运行模态，存在四种换流路径，即逆变状态的T1/D5和T4/D6。以及整流状态的T3/D1和T2/D4，选取其中两种典型换流路径T4/D6和T3/D1计算相应杂感。

在双脉冲测试的开通瞬态时，其中集电极电流的上升产生了电流变化率di/dt，换流回路中的杂散电感感应电压导致集-射极电压波形出现电压降ΔVce，因此可通过Ls=ΔVce/(di/dt)计算回路杂感。

图6. 布局方案一的功率回路杂散电感

图7. 布局方式二的功率回路杂散电感

图6和图7分别对应图3和图4中PCB布局方式下T3/D1换流路径下T3开通时刻的波形，同理可以测量T4/D6的开关波形，读取后可以得到下表1的数据。

表1. 不同布局方式下各换流路径的杂感

采用第二种布局方式，T3/D1和T4/D6换流路径的杂感分别为24.3 nH和12.0nH，相较于第一种布局方式的51.2nH和37.2nH得到了较大的优化提升，有利于降低器件关断时的电压尖峰和高频振荡。

3.2

栅极电阻与关断电压尖峰的非线性关系

随着储能PCS的功率不断升级，母线电压等级也逐渐抬升，对于IGBT器件关断时刻的电压应力也有较大的挑战。在实际的应用设计中，可以通过调整栅极电阻减缓关断速度以降低电压尖峰，但相应的关断损耗会随之增加。本文所述模块内的英飞IGBT7沟槽型高速芯片，外部栅极关断电阻的大小对于芯片的关断速度控制呈现出和传统IGBT芯片不同的特性[1,2]。

图8. 不同关断电阻下的关断尖峰波形

图9. 关断电阻与电压尖峰和关断损耗的关系

图9的测试工况为Tc=25℃，1/2Udc=500V，Ic=300A，Vge=＋15V/-8V，Rg=3.3~25Ω。从图中可以看出，随着Rg从3.3Ω逐渐增加至25Ω，器件的关断电压尖峰应力呈现先上升后逐渐下降的趋势，关断损耗Eoff在11Ω之前差异不大，在11Ω之后逐渐增加。在实际使用时，若系统功率回路杂感优化的较为完善，在满足系统电压应力降额的情况下，可以通过降低栅极电阻从而减小关断的电压尖峰，同时可以获得关断损耗Eoff降低带来的收益。

3.3

RC吸收电路

实际三电平逆变器的应用中，如果关断的电压尖峰过大，若通过增加栅极电阻Rgoff的方式降低电压尖峰，同步增加的关断损耗无法实现系统的功率需求时，可以通过增加RC吸收电路进行抑制电压尖峰。

在NPC1三电平拓扑中，对T2和T3两端各自并联吸收电路，使用4.5Ω电阻，串联2nF的聚丙烯电容，工况为Tc=25℃，1/2Udc=600V，Ic=500A，Vge=＋15V/-8V，Rg=3.3~25Ω，测试对电压尖峰的吸收效果和损耗的变化趋势。

图10 RC电路对于电压尖峰和损耗的影响

从图10中可以看出，在尖峰应力较大时，RC吸收电路对于电压应力有不错的吸收效果，降低了约100V左右的电压应力，在尖峰应力较小时，RC吸收电路对于电压应力的吸收效果减弱，从损耗角度看，不同的关断电阻下关断损耗没有大幅度的增加，因此增加RC电路可以在降低电压尖峰的同时不增加过大的关断损耗，对极限工况下的应力吸收具有明显的收益。

4

储能系统中功率器件仿真分析

4.1

稳态工况功率器件仿真分析

4.1.1储能国标对稳态工况的要求

根据GB/T 34120-2023《电化学储能系统储能变流器技术要求》8.1.1.1节功率输出范围的规定[3]，储能变流器在交流端口额定电压、额定功率时，有功功率和无功功率的输出范围应（宜）在图11所示实（虚）线框内四象限动态可调。

图11 储能变流器功率输出范围

8.1.2过载能力中要求：额定电压下交流端口在110%额定电流下持续运行电流应不低于10min; 在120%额定电流下，持续运行电流应不低于1min。

4.1.2有功和无功模式下SVPWM和DPWM1调制方式输出能力分析

SVPWM可以等效为在SPWM正弦调制波基础上叠加一定幅度的三角波，提高了调制比和直流电压利用率，因而在电力电子中得到广泛应用。DPWM通过减少开关动作来降低功率器件的开关损耗和结温，可以用于提升变流器的输出能力。DPWM根据零矢量的不同分配有不同的调制方式，其中DPWM1在变流器调制方式中被广泛应用。

1）当DPWM1应用于有功模式，在逆变和整流运行时，相比SVPWM，DPWM1在峰值电流附近时功率器件导通，不产生开关损耗，器件损耗和结温得以降低，输出电流能力更大[4]。SVPWM和DPWM1的调制方式如图12所示。

图12 SVPWM和DPWM1调制波形

2）当DPWM1应用于无功模式，电流和电压错相90度，电流峰值对应零电压点。NPC1零电平电流路径为D5-T2和T3-D6。对储能系统运行工况为1500Vdc, 690Vac输出时，调制比为0.751，此工况DPWM1调制和D5导通电流波形如图13所示。

图13 DPWM1在无功模式下D5导通电流波形

可以看到，无功模式时峰值电流附近，T1会一直保持关断，D5保持开通，D5在峰值电流附近的导通损耗会增加不少。因此对于无功模式，若使用DPWM1，钳位二极管D5/D6的损耗和结温可能会成为瓶颈。一般来说，无功模式使用SVPWM相比DPWM1调制D5/D6热应力较小，输出能力更大。

4.2

暂态工况功率器件仿真分析

4.2.1低穿工况功率器件仿真分析

根据GB/T 34120-2023《电化学储能系统储能变流器技术要求》8.1.8.1.1低电压穿越规定见图14，储能变流器在交流端口电压跌落至0时，能不脱网连续运行150ms; 跌落至20%时，能不脱网连续运行625ms；跌落至90%时，能不脱网连续运行2s。 8.1.8.2动态无功支撑中规定，电压跌落期间无功电流的最大输出能力不低于额定电流的1.05倍。另外8.1.8.4.1还规定了变流器应具备连续两次低电压穿越的能力，相邻时间间隔宜支持0.2s~2s。

图14 储能变流器低压穿越能力要求

由于低穿工况交流电压很低，网侧交流输出功率降低，储能系统瞬时输入功率会大于输出功率，造成直流母线电压的上升。此时国标规定至少输出1.05倍的额定电流，功率器件的电压应力会变大。另外此工况调制比很低，意味着零电平电流路径上功率器件（对应NPC1中D5/D6和T2/T3）的热应力会很严酷。

功率器件D5/D6和T2/T3瞬态热阻曲线见图15。对应零穿150ms距到达稳态热阻时有几百毫秒；20%低穿到625ms时刻热阻已接近稳态热阻值，此时功率器件已接近稳态热平衡。

图15 功率器件D5/D6和T2/T3瞬态热阻曲线

在PLECS中按照图14所示交流电压轮廓线和对应时间对低穿工况进行瞬态仿真，无功模式采用SVPWM调制。母线电压取最大1500Vdc，纯容性无功电流为额定电流1.05倍，零穿持续150ms，然后20%低穿持续到625ms。散热器温度取90℃，仿真动态结温见图16。从图中可以看到D5/D6在20%

图16 低压穿越过程功率器件仿真动态结温

低穿到625ms结束时已接近热平衡，最大结温156℃；其次是T2/T3结温最高，最大结温152℃。

4.2.2高穿工况功率器件仿真分析

根据GB/T 34120-2023《电化学储能系统储能变流器技术要求》8.1.8.1.2高电压穿越规定见图17，储能变流器在交流端口电压升高至1.3倍额定电压时，能不脱网连续运行0.5s; 升高至1.25倍时能不脱网连续运行1s；升高至1.2倍时，能不脱网连续运行10s。8.1.8.2动态无功支撑中规定，电压升高期间无功电流的最大输出能力不低于额定电流的1.05倍。另外根据8.1.8.4.2连续低-高电压穿越规定，变流器应具备连续三次低-高电压穿越能力。

图17. 储能变流器高压穿越能力要求

由于高穿工况时交流电压升高，母线直流电压受变流器控制需求会相应升高，此时国标规定至少输出1.05倍的额定电流，功率器件的电压应力会很严酷。另外母线电压升高导致功率器件开关损耗增加，无功模式下NPC1中D5/D6和T2/T3对应其最高损耗和结温。

在PLECS中按照图18所示交流电压轮廓线和对应时间对高穿工况进行瞬态仿真，无功模式采用SVPWM调制。母线电压最大取1500Vdc，纯感性无功电流为额定电流1.05倍。1.3倍高穿持续0.5s，然后1.25倍高穿持续到1s。散热器温度取90℃，仿真动态结温见图18。从图中可以看到T2/T3 1.25倍高穿持续到1s时已经热平衡，最大结温136.5℃，其次是D5/D6结温最高，最大结温127℃。

图18. 高压穿越过程功率器件仿真动态结温

4.2.3构网过载暂态工况功率器件仿真分析

目前储能变流器对构网的需求也愈发迫切，要求变流器能提供短时的过载输出能力。IGBT7模块支持瞬时1min 20%占空比的过载175℃能力，如图19所示，完美契合构网的要求。

图19. IGBT7功率模块过载能力说明

对于250kW储能系统的1.5倍过载工况，有功模式时采用DPWM1，稳态仿真逆变模式T1/T4最大结温158.6℃，整流模式T2/T3最大结温154.8℃，接近175℃结温上限的90%。无功模式时采用SVPWM，稳态仿真T2/T3最大结温170.9℃，D5/D6最大结温153.6℃，小于175℃结温上限。该250kW储能系统满足1.5倍过载短时输出能力要求。

5

结论

基于二极管钳位的三电平拓扑有四条环流路径，工作在整流或无功模式下的PCS变流器需要在长换流路径下开关。PCB布局设计对IGBT开关器件的电气应力有较大影响，较好的设计方案有利于降低电压尖峰并提高系统的效率。不同的调制方式对器件的损耗影响可观，需要根据具体工况选择合适的控制方法，即DPWM1适合在有功工况而SVP更适合低调制比下的无功工况。新一代IGBT7芯片适用于对过载有较高要求的系统中，满足高频高效的新一代PCS设计。

参考文献

[1] H. -G. Eckel，K. Fleisch．Turn-off behaviour of high voltage NPT- and FS-IGBT[C]．International Power Electronics and Motion Control Conference, Poznan, Poland, 2008, pp. 48-53．

[2] Y. Onozawa，M. Otsuki，Y. Seki．Investigation of carrier streaming effect for the low spike fast IGBT turn-off[C] IEEE International Symposium on Power Semiconductor Devices and IC's, Naples, Italy, 2006, pp. 1-4．

[3] 国家标准化管理委员会．GB/T 34120-2023 《电化学储能系统储能变流器技术要求》[S]．北京：中国标准出版社，2023．

[4] H. Wang，Y. Wang．The Power loss reduction from continuous PWM to discontinuous PWM in a 3L ANPC converter[C] PCIM Asia 2023; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Shanghai, China, 2023, pp. 190-194．