单热回路 or 双热回路？这是个问题~-电子发烧友网

汽车应用电路必须满足严格的EMI标准，以避免干扰广播和移动服务频段。在很多情况下，Silent Switcher和Silent Switcher 2解决方案在满足这些标准方面可以发挥重要作用。但是，在任何情况下，都必须要精心布局。本文专门讨论4开关降压-升压型控制器的两种可能解决方案，并比较EMI室的测量结果。

4开关降压-升压转换器将降压和升压控制器结合在单个IC中，当输出低于输入时，转换器用作降压器；当输出高于输入时，转换器用作升压器。在输出和输入接近的区域中，所有四个开关都可以工作。

功率产品研究团队利用ADI 公司位于加州圣克拉拉的内部EMI室，对原始双热回路同步布局的有效性进行了研究，看看能否使用替代布局来降低EMI噪声以通过EMI标准。

双热回路布局要求将热回路陶瓷电容对称放置在功率MOSFET周围，以遏制EMI噪声。ADI公司独特的检测电阻位置——在电感旁边且在热回路外部——使得这些回路可以非常小，从而最大限度地降低热回路的天线效应。为了实现这种对称性并使开关节点能够到达附近的电感，需要开关节点过孔，而这可能会影响热回路区域。研究团队利用符合CISPR 25标准的EMI室发现，裸露的开关节点和较大热回路面积会产生干扰性传导EMI，尤其是在>30 MHz（FM无线电频带）时，这是最难衰减的频率范围。

对于具有单个热回路的原始降压-升压布局，通过重新布置功率MOSFET和热回路电容可以改善其最小热回路。这种布局称为单热回路，与之相对应的是双热回路。使用单个热回路的好处是不仅开关损耗较小，而且能够衰减>30 MHz的传导发射(CE)，因为热回路面积和开关节点的裸露部分已最小化。其有效性已通过如下方式得到验证：使用相同的控制器IC和相同的功率器件，比较新布局与双热回路布局的EMI噪声。实验使用了一个4个开关降压-升压控制器 LT8392及其两种版本的演示电路（DC2626A rev.2和rev.3）。

布局比较

图1显示了双热回路和单热回路的布局与装配板照片。每个板都有四层：顶层（第1层）、第2层、第3层和底层（第4层）。但是，图中仅显示了顶层和底层。如图1(a)所示，热回路电容位于中心MOSFET的左侧和右侧，形成相同的热回路。开关节点过孔用于通过底层（如图1(c)所示）和第3层将开关节点SW1和SW2连接到主电源电感。SW1和SW2顶层铜节点采用大面积布局，以耗散电感和MOSFET的热量。但同时，大部分裸露的SW1和SW2铜节点成为EMI辐射源。如果电路板安装在底盘接地附近，则底盘和开关节点铜之间会形成寄生电容。它使高频噪声从开关节点流到底盘接地，影响系统中的其他电路。在符合CISPR 25标准的EMI室中，高频噪声流过EMI设置和LISN的接地台。裸露的交换节点还会充当天线，引起辐射EMI噪声。

然而，单热回路在底层没有裸露的开关节点铜，如图1(d)所示。在图1(b)所示的顶层，热回路电容仅放置在MOSFET的一侧，这使得开关节点可以连接到电感而无需使用开关节点过孔。

图1.双热回路和单热回路的布局与照片

在单热回路布局中，顶部和底部MOSFET不对齐，但其中一个旋转90°以使热回路尽可能小。图1(e)和图1(f)中的黄色高亮框比较了双热回路与单热回路的热回路大小。这些框表明，单热回路的热回路为双热回路的一半。

应当注意，图1(a)所示的双热回路的两个0402热回路电容未被使用，并且1210热回路电容被挤压到MOSFET以使热回路最小。

剥离0402电容焊盘附近的阻焊层，以使1210电容连接良好。另外，电感焊盘附近的阻焊层被移除，以在单热回路电路中使用该同一电感。热回路越小，意味着回路的总电感越小。因此，开关损耗得以减少，开关节点和开关电流的LC振铃也得以衰减。另外，较小的回路有助于降低30 MHz以上的传导EMI，因为电磁辐射骚扰会影响该范围内的传导EMI。

ADI公司的专有峰值降压/峰值升压电流模式控制方案使得4开关降压-升压控制器可以形成最小的热回路。电流检测电阻与主电感串联。相比之下，竞争对手的控制器使用谷值降压/峰值升压电流模式控制方案，其中电流检测电阻应放在底部MOSFET的源极和地之间。图2显示了此类器件之一的推荐降压-升压布局。如黄框所示，热回路大于双热回路或单热回路。此外，检测电阻的寄生电感增加了热回路的总电感。

图2.竞争器件LM5176的推荐降压-升压布局

EMI比较

双热回路和单热回路的EMI是在符合CISPR 25标准的EMI室中测量，结果显示于图3中。图3还给出了CISPR 25 Class 5标准限值。EMI结果绘制在同一图中以比较差异，双热回路用黄线标示，单热回路用红线标示。灰线是在环境条件下测得的本底噪声。如图4所示，双热回路的底层的裸露开关节点用铜带屏蔽接地，以显示该较小热回路的效果如何。没有铜屏蔽的双热回路的辐射远高于图3中的结果。输出为12 V、8 A，输入电压设置为13 V，以使电路工作在4开关切换模式。

图3.双热回路和单热回路的EMI比较曲线：(a) 电压法传导发射峰值和均值，(b) 电流探针法传导发射50 mm峰值和均值，(c) 电流探针法传导发射750 mm峰值和均值，(d) 辐射发射垂直峰值和均值。

图3(a)分别显示了电压法传导发射的峰值和均值。单热回路在30 MHz以上的CE要低5 dBμV，满足CISPR 25 Class 5标准对峰值和均值CE的要求，而双热回路在FM和VHF频段（68 MHz至约108 MHz）的均值有过冲，如黄色高亮框所示。

请注意，在该频率范围内降低5 dbμv非常有挑战性。单热回路不仅在30 MHz的高频范围（这是最难衰减的区域）有效，在包括AM频段（0.53 MHz至约1.8 MHz）的低频(<2 MHz)范围也有效。辐射总是越低越好，尤其是当其为CE时，因为这会影响所有电连接的系统。

电流探针方法是CISPR 25 Class 5指定的另一种测量方法。它在距离DUT 50 mm和750 mm的两个不同位置测量共模传导发射，而电压方法测量共模和差模的混合传导发射。图3(b)和3(c)比较了双热回路和单热回路的电流探针法传导发射。结果表明，单热回路在30 MHz以上（尤其是FM频段）具有更低的传导发射，如黄色高亮框所示。与电压法传导发射不同，在AM频段周围的低频处，单热回路相对于双热回路没有显着优势。

图4.双热回路的底层的屏蔽开关节点

最后，图3(d)显示了两种不同降压-升压布局的辐射发射(RE)。结果几乎相同，不过双热回路的尖峰在大约90 MHz时，比单热回路高5 dbμv/m。

热比较

图5显示了双热回路和单热回路的热比较。热图像是在9.4 V输入电压和SSFM开启的情况下测得。9.4 V是4开关工作区域的最低点，此后工作模式切换到输出电压为12 V的2开关纯升压模式。因此，测试条件最为恶劣。双热回路的最热元件、升压侧底部MOSFET和单热回路的温度几乎相同。虽然单热回路的底层没有可以散热的开关节点通孔和铜，但由于热回路较小，其开关损耗低于双热回路。另外，不使用开关节点过孔使得单热回路的顶层能够更好地散热，因为MOSFET漏极焊盘和开关节点铜的接触面积大于双热回路的接触面积。

结论

新的高功率设计建议使用新型单热回路降压-升压布局。由于开关节点的裸露部分和热回路面积极小，单热回路具有降低传导和辐射发射的明显优势，而不存在任何散热缺点。值得注意的是，它能降低30 MHz以上的传导发射，这是最难衰减的频率区域。由于ADI公司的4开关降压-升压控制器（LT8390/LT8390A、LT8391/LT8391A、LT8392、LT8393、LT8253等）具备专有峰值降压/峰值升压电流模式控制特性，因此热回路可以做得比竞争器件的热回路小很多。该控制特性导致效率更高而EMI更低，使得ADI公司的4开关降压-升压控制器成为汽车应用或任何EMI敏感应用的出色选择。