介绍MC34063A内部结构以及几个主要区块的功能

上一篇我们介绍了 boost 升压电路的工作原理、解释了切换开关的 duty cycle 如何影响输入电压与输出电压之间的关系，以及要做到稳压输出时，回授电路该如何控制切换开关。

这一回我们要来看一个用实际的交换式电源控制 IC 构成的电路。

老兵不死

这次我们的主角是一颗编号 MC34063A 的交换式电源 IC。这颗八只脚的 IC 非常古老，它的上一版 MC34063 最早大概在 1983 年左右就出现在 Motorola 半导体的 databook 中，而改版之后的 MC34063A 则大概在 1990 年左右出现。随着 Motorla 半导体部门在 1999 年分割出去成为 ON Semiconductor，这颗 IC 的「正宗血统」也留存在 ON Semiconductor，如今我们在 ON Semiconductor 的网站上仍然查得到这颗 IC，它的 datasheet 也持续在更新，可以说是业界少数极为长寿的 IC 之一。

这种已经销售多年的 IC 都会自然而然成为标准，除了原厂以外都会有其它许多的来源，现在除了 ON Semi，我们也可以买到来自 TI、Diodes，甚至台湾 Richtek 所设计、生产的 34063A。它们都是接脚兼容、特性兼容的替代产品。

MC34063A 是一颗整合度很高、弹性很大的交换式电源IC，搭配适当的外部零件，它可以做出升压用的 boost 电路、降压用的 buck 电路、或是电压反向用的 inverting 电路。

MC34063A 的内部结构

上图是它的内部结构图。它里面整合了一个振荡器、一个 1.25 V 的参考电压源、电压比较器、交换式电源用的开关晶体管以及控制开关的逻辑电路。

我们上次提过，一个有稳压功能的 boost 电源电路大概是这样的结构：

而 MC34063A 里面除了包含了上图中的电压侦测、控制电路，再加赠开关晶体管。不过因为在 MC34063A 诞生的那个年代，bipolar 仍然是半导体制程的主流，所以它里面的电路都是用 BJT 做成的，包括它的开关晶体管也是两颗 NPN 晶体管构成的达灵顿电路。

如果我们再将 MC34063A 内部的结构对应到上面的电路图，就会变成这样：

接下来我们就来一一说明 MC34063 内部的每个功能。

参考电压源与比较器

MC34063A 内部有一个 1.25 V 的 band gap 参考电压源，可以提供一个精确、不随温度变化的参考电压，就如同我们之前在介绍线性稳压电源时说明过的参考电压源一样。

整个电源电路的输出电压 VOUT 经过 R2、R3 分压之后，得到 VFB 回授电压，这个电压在 MC34063A 内部利用回授电路的误差比较器跟参考电压比较之后，得到一个控制讯号。当 VFB 比参考电压高时，误差放大器的输出会是 0，代表不需要提高电压；当 VFB 比参考电压低时，误差发放大器的电压会是 1，代表需要提高电压。

如同线性稳压电源一样，我们只要改变 R2、R3 的分压比例，就可以从不同的目标电压产生 1.25 V 的 VFB，藉以调整整个电路的输出电压。

这个控制逻辑跟线性稳压电源的控制逻辑完全一样，只是线性稳压电源的误差放大器输出经过积分之后会直接拿去控制线性降压的晶体管，但在交换式电源中，这个误差放大器的讯号还要经过震荡电路和开关控制的逻辑电路处理，才能产生控制开关晶体管用的控制讯号。

振荡器与控制逻辑

这个部分大概是 MC34063A 的运作中最巧妙、也最难理解的部分。

首先，它有一个用电容器控制频率的震荡电路。这个震荡电路会用 35 uA 的电流对一个接在 MC34063A 上的震荡电容充电，因为是定电流充电，所以电容上的电压会呈线性上升。当电压到达 1.25 V 时，震荡电路就会开始用 200 uA 的电流对电容放电，直到电容上的电压低于 0.75 V，接着再重新开始充电，如此周而复始。

因为充电和放电的电流比例大概是 1:6（35:200 差不多是 1:5.7），所以不论电容器的大小，电容器上充电和放电的时间比例差不多就是 6:1。如果电容器比较大，整个充放电的周期都会比较长，震荡的频率就会比较低；如果电容器比较小，震荡的频率就会比较高。

根据 MC34063A 的 datasheet，震荡电容用 1 nF 的时候，震荡频率大概是 33 KHz，不过因为这个震荡电路还有其它机制可以在电感饱和、电流过大时提早结束充电周期开始放电，所以实际的周期可能会比较短短，震荡频率可能会比理论值高。

MC34063A 可以工作的震荡频率最高到 100 KHz，以现在的观点来看，这个频率其实很低。现在很多交换式电源 IC 的工作频率都是 1 MHz 起跳。工作频率跟电感的选择有关，频率高的交换式电源电路可以用感值较小的电感来工作，整体的零件成本和电路的体积都会比较小，但由于 MC34063A 诞生的那个年代，开关晶体管不太容易用这么高的频率运作，它里面的回授和控制电路也没办法在这么高的频率下稳定工作，所以它的工作频率上限被设定在 100 kHz，而大部分用它设计的电路实际工作频率都更低。我们之后会再介绍现代的、高频的交换式电源如何工作，现在还是先让我们把这颗有古早味的 MC34063A 看完。

这个震荡电路的输出，会经过一个逻辑电路，这个逻辑电路的另一个输入则是前面说过的参考电压比较器的输出。详细的逻辑真值表和工作状态相当复杂，但它的原理大致上就是：如果 VFB 比参考电压低（所以比较器的输出会是 1），就让震荡电路产生的脉波送往开关晶体管驱动电路，驱动 boost converter；如果 VFB 比参考电压高（所以比较器的输出会是 0），就不让震荡电路产生的脉波送往开关电路，这时 boost converter 就不工作。比较器的输出就像个看门的人一样，决定要不要让振荡器的输出送到开关晶体管，因此这个逻辑电路叫做 gating 电路。

电流侦测电路

MC34063A 还有一个电流侦测电路。它利用串联在电感输入路径上的一个微小电阻侦测流向电感的电流。由于电阻上的压降与流过电阻的电流呈正比，只要侦测电阻上的压降就可以知道流过电阻的电流。

为什么要侦测电感上的电流呢？我们在前几回说明 boost 电路的原理时说过，电感利用磁场储存能量，但是我们不能无限制地对一个电感充电。当一个电感上面的磁通量饱和、不能再增加时，我们说这个电感「饱和」了，它不能再储存更多的能量；而这时电感会摇身一变，变成一个电阻性的组件，而它的电阻就只剩下构成电感的导线上的直流电阻，这个电阻通常非常小，因此如果我们用定电压对一个电感充电，经过一段时间电感饱和后，流过电感的电流就会突然爆增。

电感饱和在交换式电源的电路中是非常不好的事，因为这时的能量无法被储存在电感中，而会在电感上造成发热。理想的交换式电源设计要在电感的感值大小和交换频率之间取得平衡；交换频率越高，每个周期中对电感充电的时间就越短，就可以用比较小的电感，而不会让电感饱和；交换频率越低，每个周期中对电感充电的时间就越长，为了避免电感饱和，就要用感值比较大的电感，这样的电感体积、重量都会比较大。

MC34063A 利用这个电流侦测电路来控制振荡器，避免电感饱和。当电流侦测电路侦测到电阻上的压差超过 330 mV 时，表示电流过大，电感已经进入饱和状态，此时会启动另外一个充电电路，用极快的速度将震荡控制电容器充电到 1.25 V，快速结束充电周期，开始放电周期。

震荡电路的输出经过 gating logic 后，大致上是在充电周期时打开开关晶体管对电感充电、在放电周期时关闭开关晶体管，不对电感充电，因此一旦电流侦测电路侦测到电流太大，就会停止对电感的充电，避免继续让过大的电流流入已经饱和的电感。

但由于侦测电路仍然需要侦测到过大的电流才会触发这个提早关闭开关晶体管的机制，因此电感仍然会承受一小段时间的饱和，这对电路工作的整体效率来说仍然是不好的，所以在零件选用时，我们还是倾向使用感值够大的电感，确定它在这个电路的各种工作状态中都不会饱和，避免触发过电流保护。

小结

这回我们介绍了 MC34063A 内部的结构，以及几个主要区块的功能。下一回我们要继续介绍 MC34063A 的电路设计，以及设计时的各种考虑。

审核编辑：刘清