关于解决高带宽信号全双工收发机的射频链路抑制解决方案

随着下一代5G无线通信在全球的普及，频谱成为了非常宝贵的资源。一方面，新型无线通信应用对于通信速度的需求与日俱增，无线通信负载的主要媒体已经从2G时代的文字、3G时代的图像进化到4G时代的视频，而在5G时代更可能会演进到ARVR等更“高维”的媒体形式；另一方面，根据通信理论，信道容量与其占用的频率带宽成正比，因此有限的频谱上与用户对于通信速度需求的上升成为了一对主要矛盾。

在无线通信中，双工（duplex）指的是收发机的接收（RX）部分和发送（TX）部分如何协同工作。在目前主流的无线通信协议中，通常会使用时分双工（time-division duplex，TDD）或频分双工（frequency-division duplex，FDD）。TDD指的是把无线通信分割成多个时隙（time slot），在一个时隙中，仅允许TX或者RX中的一个工作，但是TX或者RX工作时，可以使用整个频谱带宽。FDD则是把频谱分成两份，给TX和RX各分配其中的一份，因此TX和RX可以同时工作，但是不能使用整个带宽。

全双工收发机想法的提出

如前所讨论的，无论是FDD还是TDD，事实上都造成了通信带宽的额外占用，因此都不是最理想的双工方式。如果我们能同时取TDD和FDD的优势，即既能TX和RX同时通信，且TX和RX又能同时占用所有带宽，那么就可以在通信码率相同的情况下，把需要的频率带宽节省一半，换句话说就是把频谱效率提升了一倍。这样的双工方式我们称之为全双工（full duplex）。

然而，全双工存在一个巨大的挑战，就是自干扰。一个典型的收发机架构如下图所示，TX、RX和天线三者由三端口器件环流器circulator耦合在一起。Circulator保证TX到天线的信号衰减很小，且天线信号到RX的信号衰减很小，同时TX到RX则有很高的信号隔离，如50dB。这样一来，TX的信号泄漏到RX端会经过50dB的信号衰减。然而，当TX发射功率较大时，泄漏到RX端的信号仍然会很大。举例来说，如果TX端的发射信号是0dBm（一个较典型的发射功率），那么泄漏到RX端的功率就会是-50dBm。相比之下，典型的RX接收信号功率可低至-70dBm（比TX泄漏信号的功率低100倍），因此在full duplex模式下TX和RX使用相同频率且同时工作，那么RX接收信号就会被淹没在TX的泄漏信号下。这也是传统TDD和FDD尝试避免的——TDD保证TX和RX不会同时工作，那么就不用担心TX泄漏问题；FDD则让TX和RX工作在不同频率，因此可以在RX端做下变频和滤波的时候确保TX的泄漏信号不会干扰RX。

如何解决全双工的自干扰问题？斯坦福大学的Sachin Katti，Jung Il Choi和Mayank Jain在2010、2011年的论文［2-3］中给出了解决问题的框架。其关键就在于，对于自干扰来说，TX端的信号对于RX来说是已知的，因此可以想办法在RX端引入一个和TX泄漏信号极性相反的信号去抵消TX泄漏。在［2］中，作者给出了全双工收发机抑制TX泄漏的一些机制：

天线抑制，即在引入抵消信号前，环流器对于TX信号的抑制，通常在30-50dB。射频链路抑制，即在RX的射频链路中引入一个和TX泄漏信号的抵消信号，用以抑制TX泄漏，通常等效抑制比在20-30dB。数字抑制，即在数字基带中考虑TX的泄漏信号并在解调中予以抵消，抑制比通常在30-50dB左右。

这样一来，总的抑制比可达90-110dB，对于一些场景已经能用了。作者使用QHx220芯片来提供射频链路抑制搭建了短距离ZigBee全双工收发机，并且验证了全双工收发机的中位吞吐率比半双工（类似TDD）高84%。

全双工收发机具体实现与SOTA

作者使用了分立元件实现了全双工无线通信系统，但是如果要让全双工通信真正落地大规模使用还是需要在集成电路中实现全双工通信的各模块。

全双工通信的集成电路实现的挑战和近几年来的技术发展主要来自于TX泄漏的射频链路抑制。主要原因在于（1）天线抑制主要来源于环流器的设计，而环流器在成本、尺寸等条件给定后能提升的空间有限，换句话说天线抑制在整体抑制中可以认为是一个给定的常量（2）TX泄漏的射频链路抑制存在阈值效应，即仅仅当射频链路抑制大于某个阈值时收发机才能正常工作，因此射频链路抑制无法被数字抑制所取代。换句话说，在天线抑制给定的情况下，射频链路抑制10dB+数字抑制50dB和射频链路抑制30dB+数字抑制30dB的两种组合，很可能后者的RX信噪比SNR会远好于前者，甚至有可能前者根本无法工作。造成这个的原因主要是RX射频链路中的电路非线性。例如，由于电路非线性，RX链路的增益相对于输入信号功率并不是一个常数。当输入信号功率超过某个阈值之后，整个RX链路会因为信号饱和而增益下降。假设我们的RX链路的增益在输入信号功率-70dBm的时候增益是70dB，而在-60dBm的时候增益是62dB。再假设RX输入信号是-73dBm，TX泄漏信号经过天线抑制是-50dBm。我们考虑两种情况：

情况1：射频链路抑制比是23dB，而数字抑制能完美抑制掉剩余的TX泄漏。这时候，RX输入信号功率是-73dBm +（-50dBm – 23dB）= -70dBm，因此RX链路的增益是70dB，而RX信号经过放大并去除剩余的TX泄漏信号后的输出功率是-3dBm。情况2：射频链路抑制比是10dB，而数字抑制能完美抑制掉剩余的TX泄漏。这时候，RX输入信号功率是-73dBm +（-50dBm – 10dB）= -60dBm，因此RX链路的增益是62dB，而RX信号经过放大并去除剩余的TX泄漏信号后的输出功率是-11dBm。

在两种情况下，TX泄漏信号都被完全去除了，但是情况2由于射频链路抑制比不够造成了RX链路增益下降，最后RX输出信号比情况1低了8dB，这就降低了信噪比。除了增益下降之外，RX链路的非线性还会造成三阶交调等问题，限于篇幅这里不再分析，但是总体的结论就是为了保证RX链路的性能，射频链路抑制必须要高于某个阈值且在到达这个阈值之前无法用数字抑制去代替射频链路抑制。

如上图所示，射频链路抑制的基本原理是将TX端的信号送入canceller模块，该canceller模块会对输入TX信号进行相移和幅度衰减，以确保其输出信号与TX泄漏信号幅度相等但是相位相反。因此，canceller设计实乃整个射频链路抑制的核心，而该canceller设计的挑战在于如何做到高带宽。TX泄漏信号的相位和幅度在频域上并不恒定，而canceller必须在信号带宽的范围内都能做到追踪TX泄漏信号的相位和幅度，因此并不容易。在该领域，哥伦比亚大学的Harish Krishnaswamy可以说是权威。

在经过数年的积累后，Krishnaswamy和他当时的学生Jin Zhou在JSSC上发表了一篇该领域的经典论文，在论文中提出了解决高带宽信号全双工收发机的射频链路抑制解决方案。

该canceller的基本思想是使用多个中心频率、增益和相移都可配置的带通滤波器（BPF），每个BPF负责在目标带宽的一部分频率范围上能追踪TX泄漏信号，从而能保证canceller能在整个带宽范围内能做到抵销TX泄漏信号。在具体设计上，每个BPF都使用了N-Path结构——N-Path滤波器的概念出现在上世纪70年代（信号处理的黄金时代），并在2010年左右被荷兰屯特大学的Bram Nauta在射频电路中再次复兴（当年Nauta组凭借一块芯片在顶会ISSCC上发表了两篇论文，也算是创下了记录），其主要的特点是品质因数（Q）较高，且可配置性和线性度较好。N-Path有一个问题是它对信号会有衰减，但是用在canceller的BPF上这个问题就变得无关紧要，因为本来canceller就要对输入的TX信号进行衰减，因此在canceller BPF中使用N-Path也是一件非常漂亮的设计。在中，canceller的带宽已经可以做到20MHz，其射频链路抑制比也可达到20dB。

哥伦比亚的Krishnaswamy组继续在全双工收发机芯片领域探索，去年年底在JSSC上发表的论文提出了对于MIMO优化的全双工收发机，器射频抑制比可达45dB，而Jin Zhou在PhD毕业之后拿到了UIUC的教职并建立了wireless microsystems circuits group，他们最近的研究成功地把canceller的带宽做到了100MHz，该研究将在今年的IMS上发表。
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