转换器输入阻抗计算方法及测量技巧

　　表面上，这似乎非常棘手，但其实有多种方法可以测量转换器的阻抗。技巧在于利用网络分析仪来完成大部分琐碎工作，不过这种设备可能价格不菲。其优点是，当今的网络分析仪能够实现许多功能，像迹线计算和去嵌入等；对于阻抗转换等任务，它可以直接给出答案，而不需要使用外部软件。

　　测量转换器的阻抗需要两块电路板、一台网络分析仪和一点“入侵”知识。第一块板焊接有ADC/DUT（待测器件），还焊接了其它元件以提供偏置和时钟（图3a）。第二块高速ADC评估板去除了前端电路，仅留连至转换器模拟输入引脚的走线（图3b）。

　　

　　图3： ADC的阻抗测量需要一块ADC评估板（a）且要将（a）中的前端去掉以用于测量（b）。

　　第二块板除去了拆掉的前端电路的任何走线寄生效应。为此，必须使用与图3b所示一模一样但没焊装器件的电路裸板（图4a）。然后切割该裸板，只剩下前端电路走线进入ADC的模拟输入引脚的那部分（图4b）。

　　

　　图4： 为去掉被剥离的前端电路的导线寄生效应，应使用图3b所示的未焊件裸板（a）。该板的一个剪切版只允许前端电路导线连接到ADC的模拟输入引脚（b）。

　　需要在转换器的引脚处安装一个连接器（通常会有足够的铜来完成这一任务）。在此阶段可发挥创造性以保证该连接器的牢固连接。通常，ADC的裸露焊盘（epad）可用于实现转换器本身到地的连接。假设前端电路的两条差分走线相等且对称，那么只需要使用其中的一条走线。该板用于实现“通过”测量，最后将从焊有器件电路板的测量结果中减去前一测量结果。

　　下一步是对剪切后的小裸板（图4b所示的第二块板）实施“通过”测量，以测量S21（图5）。这个文件（应以touchstone格式或？.S2P文件形式保存）将成为去嵌入文件，用以从焊有器件的板中剔除所有走线寄生效应。

　　

　　图5： 图4b所示剪切板的去掉前端电路后的导线阻抗。

　　然后只需以差分配置将焊件板（图3b所示的第一块板）连接到网络分析仪。应为该板提供电源和时钟，以确保能捕捉到测量过程中转换器内部前端设计的任何寄生变化。

　　焊件板“上电”后，转换器看起来像是在典型应用中。在此测量中，将先前在切割裸板的各端口（各模拟输入走线）上测得的板寄生效应（图6）去掉。最终将从当前ADC测量结果中减去板寄生效应，仅在图中显示封装和内部前端阻抗（图7）。

　　

　　图6： 这条曲线说明了没去掉前端电路寄生效应的ADC阻抗。

　　

　　图7： 这条曲线说明了去掉前端电路寄生效应的ADC的阻抗。

　　转换器输入阻抗计算：数学方法

　　现在我们通过数学方法分析一下，看花在实验室测量上的时间是否值得。可对任何转换器的内部输入阻抗实施建模（图8）。该网络是表述跟踪模式下（即采样时）输入网络交流性能的一个良好模型。

　　

　　图8： 跟踪模式（实施采样时）下，ADC内部输入网络的AC性能。

　　ADC internal input Z：ADC内部输入阻抗

　　通常，任何数据手册都会给出某种形式的静态差分输入阻抗、以及通过仿真获得的R||C值。本文所述方式所用的模型非常简单，目的是求出高度近似值并简化数学计算。否则，如果等效阻抗模型还包括采样时钟速率和占空比，那么很小的阻抗变化就可能使数学计算变得异常困难。

　　还应注意，这些值是ADC内部电路在跟踪模式下采样过程（即对信号进行实际采样）中的反映。在保持模式下，采样开关断开，输入前端电路与内部采样处理或缓冲器隔离。

　　推导该简单模型（图8）并求解实部和虚部：

　　Z0 = R， Z1 = 1/s • C， s = j • 2 • π • f， f = frequency

　　ZTOTAL = 1/（1/Z0 + 1/Z1） = 1/（1/R + s • C） = 1/（（1 + s • R • C）/R）） = R/（1 + s • R • C）

　　代换s并乘以共轭复数：

　　ZTOTAL = R/（1 + j • 2 • π • f • R • C） = R/（1 + j • 2 • π • f • R • C） • （（1 – j • 2 • π • f • R • C）/（1 – j • 2 • π • f • R • C）） = （R –j • 2 • π • f • R2 • C）/（1 + （2 • π • f • R • C）2）

　　求出“实部”（Real）和“虚部”（Imag）：

　　ZTOTAL = Real + j • Imag = R/（1 + （2 • π • f • R • C）2） + j • （–2 • π • f • R2 • C）/（1 + 2 • π • f • R • C）2）

　　Real = R/（1 + （2 • π • f • R • C）2） Imag = （–2 • π • f • R2 • C）/（1 + （2 • π • f • R • C）2）

　　这一数学模型与跟踪模式下的交流仿真非常吻合（图9和图10）。这个简单模型的主要误差源是阻抗在高频时的建立水平。注意，这些值一般是通过一系列仿真得出的，相当准确。

　　

　　图9： 显示的是转换器输入阻抗曲线的“实部”部分，它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。

　　

　　图10： 显示的是转换器输入阻抗曲线的“虚部”部分，它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。

　　现在讨论图9和图10所示的测量结果。所有三条曲线并不完全重合，但很接近，这是因为某些测量误差总是存在的，而且仿真可能并未考虑到转换器的所有封装寄生效应。因此，一定程度的不一致是正常的。尽管如此，这些曲线在形状和轮廓方面都很相似，相当近似地给出了转换器的阻抗特性。

　　注意，网络分析仪只能在其特征阻抗标准乘/除10倍的范围内提供可信的测量结果。如果网络分析仪的特征阻抗为50Ω，那么只能在5Ω到500Ω的范围内实现令人满意的测量。这也是数据手册中更愿意列出简单R||C值的原因之一。