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理解电压调节器的物理特性对于设计符合EMI和EMC兼容性要求的电源系统至关重要。开关调节器（降压、升压、反激以及SEPIC拓扑结构）的物理特性对于元件选择、电磁设计以及PCB布局具有特殊的指导意义。漏感、ESR和ESL的寄生效应是优化电路性能的关键所在。
大多数便携设备包含电压调节器或其它类型的电源电路，许多非便携式设备中使用的小尺寸光刻技术IC要求较低的供电电压，也必须由特定的电源电路来提供。然而许多设计者并不完全了解，电压调节器和电源电路的选择对于电池寿命、电磁干扰/电磁兼容（EMI/EMC）规范的兼容性、甚至产品的基本性能能否达到设计要求都有着重大影响。以下就有关电源电路中电气噪声的产生和传播机制及物理原理进行讨论。
电压调节器
最为普通的功率转换器就是电压调节器。它可以接受一个在某给定范围内变动的输入电压，并产生一个不变的输出电压。电压调节器主要包含两大类：开关型和所有其它类型（主要是线性和并联型）。不同于开关型调节器，线性和并联型的适用范围很有限，因为其输出电压必须保持低于输入电压。另外，大多数开关调节器的效率也优于对应的线性或并联型调节器。不过，线性/并联型调节器的低噪声和简单性使它们相对于开关调节器更有吸引力。
最简单的电压调节器是并联型调节器，它通过调节流过电阻的电流，使输入电压下降到一个稳定的输出电平。齐纳二极管具有类似功能，但齐纳管中的功率消耗过大，且负载调整（输出电压随负载电流的变化）很差。有些并联调节器允许利用分压网络设定稳定电压，但通常是作为一个功能模块出现在更为复杂的调节器或电源中。一般来讲，并联调节器适合于负载电流变化不大的低功耗系统。然而，这种狭窄的应用范围可以通过增加一个有源调整元件（通常是一个双极晶体管）而得以扩展，此时的并联调节器就转变为线性调节器。
线性电压调节器
线性电压调节器利用一个有源调整元件（双极型或MOSFET）将输入电压降低至稳定的输出电压。这类器件中，低压差型（LDO）在过去的十年中已十分流行。压差指维持输出稳定所需的最小电压差异（输入和输出之间）。降落电压高达1V的调节器一度被称为LDO，但更典型的压差值在100mV至300mV之间。
线性调节器的输入电流接近于输出电流，它的效率（输出功率除以输入功率）是输出/输入电压比的函数。因此，压差是一个非常重要的性能，因为更低的压差意味着更高的效率。如果输入电压高出输出很多，或者它在很宽的范围内变动，那么就很难获得比较高的转换效率。除此之外LDO调节器还可作为一道屏障来隔离开关调节器产生的噪声（进一步讨论）。在此用途中，LDO调节器的低压差特性有利于改善电路的总体效率。
开关调节器
如果线性或并联型调节器的性能不能满足应用要求，那么设计者就必须转而考虑开关型调节器。然而，伴随着性能的改进也带来一些不足之处，例如更大的尺寸和更高的成本，更敏感于（并产生）电气噪声，以及复杂程度的增加等等。
开关调节器或电源所产生的噪声以传导或辐射的形式出现。传导型噪声表现为电压或电流形式，它们还可进一步分类为共模或差模传播方式。更为复杂的是，连接线上有限的阻抗会将电压传播转换为电流传播，反之亦然，并且差模传播也会产生出共模传播噪声，反之亦然。
一般来讲，你可以降低上述一种或多种传播类型的噪声使电路得到优化。传导型噪声对于固定系统的影响往往比对便携式系统更为严重。因为便携式设备依靠电池工作，它的负载和电源没有传播传导型噪声的外部连接。
为了理解开关调节器中的噪声源，必须首先了解其工作原理。对于各种类型开关调节器的描述超出了本文的涉及范围。不过，基本上各种开关调节器都是利用有源元件（晶体管和二极管）在储能元件（电感和电容）之间往复传送电流，最终实现源端电压/电流到负载端电压/电流的转换。为方便描述，采用MAX1653 DC/DC转换控制器构成典型的同步整流、降压型转换器（图1）。
图1. 图中所示的降压型开关调节器采用外接的开关管（N1）和同步整流器（N2）
正常工作期间，该电路在高端开关（N1）导通时从输入向输出传送电流，而在N1关断、同步整流器（N2）导通时由电感继续传送。粗略假定所有元件都是理想的，可以得到近似一阶的电流和电压波形（图2），这些元件的寄生效应将在后续部分中考虑进来。
图2. 这些工作波形基于图1电路中所有元件具有理想特性的假设后得出
由于N1仅在一部分时间内导通，从源端和输入电容（CIN）的位置看来电流是不连续的。CIN在N1导通时提供超出部分电流（IL - IINPUT），而在N1关断时由输入电流储存电荷。如果CIN为无限大，且具有零等效串联电阻（ESR）和零等效串联电感（ESL），它两端的电压将在上述充电和放电周期中保持恒定。当然，实际电压会在每个周期间波动。电流脉冲根据电导率关系，以等于或高于转换器开关频率的速度，在CIN和输入源之间进行分配。
降低这种传导型噪声的一种最直接的方法是：在输入端连接低阻抗旁路电容。另外一种灵巧一点的办法更为节省成本和电路板空间：增加电源和转换器之间的阻抗，并确保必要的直流电流能够不受阻碍地通过。最佳的阻抗元件是电感器，但应确保转换器的输入阻抗在最高至环路的转折频率时都保持较低的水平（大多数DC-DC开关转换器的环路转折点位于10kHz到100kHz间）。否则的话，输入电压的波动会导致输出电压不稳定。
输出电容（COUT）上的纹波电流要比CIN上的低得多，不但幅度较低，而且（不同于输入电容）电流是连续的，因此也就具有比较少的谐波成分。通常，每匝线圈都被一层绝缘物质覆盖，这就在各匝线圈之间形成了一个小的电容。这些杂散电容串联叠加后形成一个和电感相并联的小等效电容，它提供了一条将冲击电流传导至COUT和负载的通路。这样，开关节点处（LX）电压波形的不连续跳变沿就会向COUT和负载传送高频电流，结果常常是在输出电压上形成毛刺，能量分布于20MHz至50MHz范围。
这种类型转换器的负载常常是对于传导噪声敏感的某种形式的微电子电路，不过幸运的是，转换器的传导噪声在输出端比起输入端来更容易控制。和输入端一样，输出传导噪声也可以利用低阻抗旁路或第二级滤波来加以控制，第二级（后端）滤波器的使用应当谨慎。输出电压是控制环路中的一个控制变量，输出滤波器给环路增益附加了延时或相移（或两者），有可能使电路不稳定。如果一个高Q值LC后端滤波器被置于反馈点之后，电感的电阻将会降低负载调整特性，并且瞬态负载电流会引起输出振荡。
其它类型的开关转换器具有与降压转换器类似的问题。以升压型转换器（图3）为例，此种类型转换器的基本结构类似于降压型转换器，只不过输入和输出易位。这样，出现于降压转换器输入端的问题也会出现在升压转换器的输出端，反之亦然。
图3. 这个升压型开关调节器缺省同步整流器，但仍然相似于输入和输出互换的降压型结构。
降压转换器的应用具有局限性，因为其输出电压必须低于输入电压。类似地，升压转换器的输出电压必须高于其输入电压。当输出电压落在输入电压范围之间时，就给这两种拓扑的转换器造成一些困难。反激式转换器拓扑可以解决这个问题（图4）。
图4. 反激式调节器在输入范围高于和低于输出电压的情况下都可保持稳定的输出
反激式转换器输入、输出端的电流均不连续，这使传导型噪声更加难以控制，这种转换器的噪声特性通常比升压型或降压型更差。存在于这种转换器的另一个问题是，变压器上每个绕组中的电流都不连续。这种不连续电流作用于变压器漏感就会产生高频电压尖刺，它可以传播到其它电路。初、次级线圈之间的空间间隔是造成漏感的主要原因。也就是说，漏感是由空气中的磁场引起的（因为磁芯中的磁场同时耦合至初级和次级线圈）。因此，因漏感而产生的电压尖刺会产生电磁辐射。
另一种解决输入和输出电压交叠问题的方法是采用单端主电感转换器（SEPIC）拓扑。SEPIC转换器类似于反激式电路，只是在变压器初级和次级线圈间连接了一个电容（图5）。在反激电流被切断时，这个电容提供了一条初级和次级线圈的续流通路，由于初级和次级线圈中的电流变为连续，因此改善了反激式电路的性能。从另一方面讲，增加反激式电路的输入输出电容通常也可以有效改善其噪声性能，使这种拓扑可以被接受。如果传导噪声和辐射噪声可能会成为问题的话，那么SEPIC电路要优于反激式。
图5. 不同于非常相似的反激式调节器，单端主电感转换器（SEPIC）具有连续的初级和次级电流，所产生的噪声更低。
线性后端调节
有些应用要求输出噪声非常小，而又无法接受线性调节器的低效率。这种情况下，采用开关调节器后接线性调节器的结构可能会比较适合。后端调节器可以削弱开关调节器产生的高频噪声，最终的噪声性能可以接近于一个单独的线性调节器。由于大部分电压转换由开关调节器完成，因而效率的损失要比完全采用线性调节器时小得多。
这种方案也可以用于在输入输出电压范围有重叠的应用中，替换反激式和SEPIC转换器。当输入电压低于输出时升压转换器工作，而当输入高于输出时线性调节器发挥作用。升压转换器和低压差（LDO）线性调节器可以被组合到单片IC中（图6）。这种器件具有一种跟踪模式，使升压转换器的输出电压总是高出LDO输出电压300mV。这样，LDO调节器能够保证具有足够的PSRR和电压裕量（输入减输出），可以在各种情况下抑制升压转换器的输出噪声。
图6. 作为第三种选择方案，此IC结合了一个开关型调节器（用于升压）和一个线性调节器（用于降压），当输入电压范围跨越输出电压时可以保持稳定的输出。
按照定义，共模传导噪声在输入或输出端的两条连接线上相位相同。一般来讲，它仅对那些和大地有连接通路的固定系统造成影响。在一个带有共模滤波器的典型离线式电源中（图7），共模噪声的主要来源是MOSFET。MOSFET通常是电路中的主要耗能元件，很多情况下它需要配散热器。
图7. 在这个典型的离线式电源中，共模滤波器可降低输入和输出两侧的噪声。
TO-220器件的散热片连接于MOSFET漏极，而大多数情况下，散热器会向大地传导电流。由于MOSFET与散热器电气隔离，它和大地之间具有一定的分布电容。随着开关的打开和关断，迅速变化的漏极电压会通过分布电容（CP1）向大地发送电流。由于交流电线和大地之间的低阻抗，这种共模电流会通过交流输入流入大地。变压器也会通过分布于隔离的初、次级绕组间的电容（CP2A和CP2B）传导高频电流。这样，噪声会同时传向输出端和输入端。
图7中，共模传导噪声被安置在噪声源（电源）和输入或输出之间的共模滤波器抑制。共模扼流圈（CML1和CML2）通常是在单一磁芯上按图中所示极性绕制而成。负载电流和驱动电源的入线电流都是差模电流（电流由一条线流入另一条线流出）。在这种由单一磁芯绕制的共模扼流圈中，差模电流产生的磁场互相抵消，因此可以使用较小的磁芯，因为其中的储能很小。
许多为离线式电源设计的共模扼流圈采用空间上分离的线圈绕成。这种结构增加了一定的差模电感，这有助于降低传导型差模噪声。由于磁芯同时穿过两组线圈，所以由差模电流和电感产生的磁场主要存在于空气中而非磁芯中，这会导致电磁辐射。
产生于电源所带负载的共模噪声会经由变压器中的分布电容（CP2A和CP2B），穿过电源向交流电网传播。在变压器中增加法拉第屏蔽（初、次级之间的接地层）可以降低这种噪声（图8）。屏蔽层的引入在初级和次级线圈与地之间分别形成了分布电容，这些电容将共模电流旁路到地，而不再穿过变压器。
图8. 初级和次级之间的法拉第屏蔽可以阻断通过变压器绕组间分布电容的共模噪声
正如传导噪声总是以电压或电流的形式出现，辐射噪声则是表现为电场或磁场的形式。然而，由于电磁场存在于空间而非导体中，因此也就没有差分或共模之别。电场存在于两个电位之间的空间中，磁场围绕通过空间的电流而存在。两种场可存在于一个电路中，因为电容就是以电场的形式储能而电感/变压器则以磁场的形式储存/耦合能量。
电场
由于电场存在于两个具有不同电位的表面或实体之间，因此，只需要用一个接地的防护罩将设备屏蔽起来，就可以相对容易地将设备内部产生的电场噪声限制在屏蔽罩内部。这种屏蔽措施已被广泛用于监视器、示波器、开关电源以及其它具有大幅度电压摆动的设备。另外一种通行的做法是在电路板上设置接地层。电场强度正比于表面之间的电位差，并反比于它们之间的距离。举例来讲，电场可存在于源和附近的接地层之间。这样，利用多层线路板，在电路或线条与高电位之间设置一个接地层，就可以对电场起到屏蔽作用。
不过在采用接地层时还应注意到高压线路中的容性负载。电容储能于电场中，这样，当靠近一个电容设置接地层时就在导体和地之间形成一个电容。导体上的大dV/dt信号会产生大传导电流到地，这样，在控制辐射噪声的同时却降低了传导噪声性能。
如果出现电场散射，来源最有可能位于系统中电位最高的地方。在电源和开关调节器中，应该注意开关晶体管和整流器，因为它们通常具有高电位，而且由于带有散热器，也具有比较大的表面积。表面安装器件同样存在这个问题，因为它们常常要求大面积电路板覆铜来帮助散热。这种情况下，还应注意大面积散热面和接地层或电源层之间的分布电容。
磁场
电场相对比较容易控制，但磁场就完全不同了。采用高磁导率（µ）的物质将电路封闭起来可以起到类似的屏蔽作用，但是这种方法实现起来非常困难而且昂贵。通常来讲，控制磁场散射最好的办法就是在源头将其减至最小。一般情况下，这就要求选择那些磁辐射小的电感和变压器。同样重要的还有，在进行电路板布局和连接线配置时要注意最大限度减小电流回路的尺寸，尤其是那些载有大电流的回路。大电流回路不仅向外辐射磁场，但它们还增加了导线的电感，这会在载有高频电流的线上引起电压尖刺。
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