适用于激光雷达和ToF系统的纳秒级精密激光脉冲控制实现方案-电子发烧友网

本期为大家带来的是《获得适用于激光雷达和 ToF 系统的纳秒级精密激光脉冲控制》。本文聚焦激光雷达与 ToF 系统的纳秒级激光脉冲控制，从时序误差来源、系统约束到实际电路实现，完整拆解高速激光驱动的设计逻辑。你将学到：如何控制边沿速度、降低延迟漂移、提升脉冲稳定性，以及用 LMH13000 搭建可靠发射链路的实用步骤。

引言

随着自动驾驶汽车、工业自动化和高级机器人的日益普及，人们对可靠的 3D 测距和传感的需求也在不断增长。激光雷达和飞行时间 (ToF) 系统依靠精确控制的激光脉冲来测量距离和空间信息。要满足这些要求，就需要激光驱动器提供高峰值电流，并在温度和老化过程中保持脉冲间稳定性。

无论是用于导航还是高速工业检测，这些系统都依赖于在实际条件下快速、稳定和可重复的激光脉冲。采用栅极驱动器、外部场效应晶体管和电流检测元件的传统分立拓扑结构虽能满足特定的设计要求，但通常在布局复杂度、校准工作量和热性能方面进行权衡。

激光脉冲控制的难点何在？

激光驱动器的功能不仅仅是传输电流。它们直接影响激光雷达和 ToF 系统用于计算距离的时序信息。考虑由多个来源组成的简单时序偏差余量，在本文中有三个因素：

上升和下降时间 (tr/f)：脉冲通过检测阈值的速度。

传播延迟 (tpd)：从触发器到实际光发射所需的时间。

脉冲间的变化 (tpp)：时间或振幅在脉冲间漂移的程度。

上升和下降时间的影响

激光雷达和 ToF 系统通过计算激光脉冲传输到目标并返回接收器的往返时间来测量距离。区分小距离变化的能力取决于脉冲边沿从无光到全光状态的转换速度。更短的上升和下降时间可减少距离不确定性，并为接收器提供更清晰的参考点。在高分辨率系统中，上升和下降时间通常介于 1ns 至 5ns 之间。

当脉冲边沿较慢时，系统无法确定信号超过接收器检测阈值的确切时刻。因此，在 tr/f等于 1ns 边沿，可引入约 150mm 的距离不确定性、近似为方程式 1：

方程式 1

其中 ΔD 是增量距离且 c ≈3 × 108m/s。

这种不确定性会随着脉冲边沿变缓而增加，而封装和印刷电路板 (PCB) 的电感等寄生参数，以及激光二极管和驱动器输出的电容，都可能限制这种变缓。例如，将 tr/f从 500ps 增加到 1ns 会使距离加倍，而 2ns 的边沿会将其扩展到近 300mm，从而限制了系统区分小于 ΔD 的目标距离差异的能力。

传播延迟

在高速光学系统中，每纳秒都很重要。如果传播延迟随温度、电源电压或元件容差的变化而变化，它会改变用于计算距离的时序基准，并且也可能中断通道间的同步。在直接 ToF 应用 (dToF) 中，根据方程式 2中所示的 ToF 关系，tpd100ps 的偏差对应于大约 30mm 的距离误差：

方程式 2

其中 c≈ 3 × 108m/s，D 是距离，t 是时间。

任何多余的延迟都会直接转化为测距误差。如图 1所示，500ps 的偏差可能会导致超过 150mm 的往返距离误差，这对以厘米级或毫米级精度为目标的 dToF 系统而言是不可接受的。

图 1 传播延迟与距离误差之间的关系（估算值）

在系统对准过程中，虽然可以校准固定延迟，但诸如自热效应等可变延迟会导致测量结果之间存在难以校正的不确定性。

脉冲间稳定性

即使是快速、窄激光脉冲，每个脉冲之间也必须保持一致。峰值电流的波动会直接导致光功率的变化，从而降低测量精度和系统可靠性。此漂移的常见来源是温度变化、电源波动和器件老化。

从系统的角度来看，接收器依靠返回的光信号来确定距离。因此，脉冲强度差异可能会被误解为距离变化，尤其是在返回信号接近检测阈值的长距离条件下。在基于阈值的测距系统中，峰值电流 1% 的变化会产生大约 1% 的光功率变化，这可能会产生几十厘米级的距离误差。如图 2所示，即使是 ±2% 至 ±5% 的微小振幅变化也会改变每个脉冲传递的脉冲包络和光能，随着时间的推移，测距精度和可重复性都会降低。因此，高性能设计可严格控制驱动电流，在所有运行条件下将 tpp变化保持在几个百分点以内。

图 2 12 脉冲工况、1.5A 电流、Rdamp=1Ω、2 组 5Ω 电阻器和 330pF 电容组成的缓冲器、AVDD = PVDD = VLD = 5V 条件下的脉冲间幅值

在定义了系统级时序约束后，下一步就是将其转化为可行的激光驱动器实现方案。

实现精确的激光脉冲控制

生成精确的激光脉冲需要的不仅仅是向二极管输送电流。驱动器必须提供具有快速边沿、可预测延迟和可重复脉冲振幅的高峰值电流。TI 的 LMH13000 高速激光驱动器通过将 VSET引脚上的输入电压转换为 IOUT处精确调节的灌电流来生成脉冲，如方程式 3所述。数模转换器 (DAC) 或基准源设置 VSET，而器件的内部电流镜和控制电路调节通过激光二极管的电流，如图 3所示。通过仔细选择 VSET、RSET和激光阳极偏置电压 (VLD)，设计人员可以调整脉冲幅度、时序和整体脉冲稳定性。

图 3 示例：发射路径采用 LMH13000 配合激光二极管，接收路径采用 OPA855 配合光电二极管

以下是设置脉冲电流和速度的设计步骤。

定义目标输出电流 (IOUT)。首先考虑激光二极管所需的光功率。方程式 3所示的是由激光器斜率效率设置的峰值输出电流：

方程式 3

其中 POPT是所需的光输出功率，η 是激光器的斜率效率（瓦/安培）。例如，如果 POPT= 1W 且 η= 0.5W/A，则 IOUT= 2A。

由于 LMH13000 支持高达 5A 的脉冲电流，因此所选的激光二极管必须达到等于或低于此限值的目标光功率。精确设置 IOUT对于最大限度地减小 tpp和减少振幅驱动的时序误差至关重要。

选择 RSET和 VSET。LMH13000 使用 VSET与 RSET之比设置输出电流，按内部增益系数 k 缩放 (方程式 4)：

方程式 4

在高电流模式下（模式 = 1），k ≈ 50k。例如，RSET= 20kΩ 且 VSET= 0.8V 时：

运算结果

可以通过使用 DAC 修整 VSET进行微调。由于 LMH13000 可调节片上电流，因此该方法能最大限度地降低了对温度和电源变化的灵敏度，有助于在时序余量范围内将 tpp保持在较小值。

设置 VLD。VLD 必须足够高才能在快速电流转换期间支持所需的激光正向电压和动态电压。LMH13000 数据手册提供了方程式 5，以此作为尺寸指南：

方程式 5

其中：

VIOUT是 IOUT处的最小顺从电压

VF是 IOUT处的激光器正向电压

L 是总环路电感（封装和 PCB）

dI/dt 是根据上升和下降时间要求的电流压摆率（安培/秒）

RLASER是激光二极管的动态电阻

RDAMP是激光二极管的外部电阻

例如，在：

运算结果

因此，起始值为 17V 是合适的。增大 VLD 可提高边沿速度，但也可能导致过冲加剧，因此需要仔细调整。合理的选择 VLD 可确保快速转换，同时限制过冲，直接减小上升/下降时间 (tr/f) 对整体总时序偏差 (ttotal) 余量的影响。

优化上升和下降时间及阻尼。驱动器的驱动能力与电路寄生参数共同决定了上升和下降时间。如果没有适当的阻尼，快速电流脉冲转换会在激光和 PCB 环路中激发振铃，从而导致过冲和不稳定的光脉冲。设计人员通常通过在 IOUT节点处添加阻尼电阻器和缓冲器网络来解决此问题。电阻器和缓冲器共同抑制寄生振铃，保留快速边沿并防止 tr/f不必要地增加 ttotal。

根据驱动器的输出电容选择缓冲器电容器，使用方程式 6 进行计算：

方程式 6

其中 CIOUT是 IOUT引脚处的有效电容。如果 CIOUT= 40pF，则 CSNUB≈ 200pf。

添加一个与激光器和缓冲器网络串联的小阻尼电阻器可抑制不必要的振荡。如图 4所示，RDAMP和 RSNUB的典型值在 5Ω 至 10Ω 范围内，缓冲器电容器的大小与输出节点电容相匹配。选择 CSNUB作为最坏情况（最高）的 CIOUT，在验证期间进行修整以平衡过冲和边沿速度。如图 5所示，该方法减少快速转换和 PCB 寄生效应产生的振铃，同时保持精确脉冲控制所需的亚纳秒级 tr/f。

图 4 阻尼电阻器和缓冲器网络电路

图 5 配有和未配有缓冲器电路或 RDAMP的 LMH13000 脉冲

控制传播延迟。与上升和下降时间不同，传播延迟并无固定计算公式，而是取决于以下布局与接口规范：

输入路由。EP 引脚和 EN 引脚采用差分走线并匹配 100Ω 端接电阻，也可采用单端输入走线，在 LMH13000 输入端做受控阻抗设计并配置合适端接。

输出环路。使高电流 IOUT环路保持较短并与 PGND 紧密耦合，从而最大限度地减少电感延迟和振铃。

系统校准。在 ToF 测量余量中纳入驱动器至激光器通路，以补偿所有残余系统延迟。

如图 6所示，通过将布线电感降至最低并确保输入终端阻抗一致，可以减少 tpd的波动，从而使该项影响保持在较小且可预测的范围内。对于需要更高精度的应用，或者在基于温度的校准不切实际的情况下，LMH13000 数据手册的第 6.3.2 节介绍了一种通过直接监测激光台来生成高精度起始脉冲的技术。

图 6 采用表面贴装器件封装的 LMH13000 布局示例

脉冲系统中的精确脉冲控制

激光雷达和 ToF 系统通常在脉冲模式下运行，产生被长关断时间分隔的高电流突发。在此模式下，电流波形必须快速稳定并在每个脉冲上达到相同的峰值。一种常见方法是通过 VLD 预偏置激光阳极，并使用 LMH13000 的低压差分信号 (LVDS) 输入 (EP,EN) 来选通脉冲。这使得 VSET引脚能够设置振幅，而 LVDS 输入能够独立控制时序。

当 RDAMP= 2.6Ω、VLD = 12V 且 IOUT= 400mA 时（激光二极管：Osram 的 PLT5 518FB_P），图 7展示了使用激光二极管时的实验结果。在图中,蓝色为启用，黄色为启动脉冲，橙色为 VANODE。将幅度与时序解耦，可最大限度地减少脉冲间漂移并保持快速沿，从而同时提升幅度稳定性 (tpp) 和边沿一致性 (tr/f)，进而进一步降低 ttotal。

图 7 脉冲模式下的精确脉冲控制

送器测试结果的实际示例

在表 1所示的激光雷达发送器条件下测试 LMH13000，验证了设计原理。

表 1 LMH13000 脉冲驱动器设计参数示例

图 3 展示了测试设置，其中说明了用于给激光器施加偏置电压并配置 LMH13000 的电路原理图。

图 8 显示了脉冲工作期间 LMH13000 在不同 VLD 偏置电压下的光学响应。瞬态波形展示了 VLD 如何直接影响上升时间、过冲和稳态电流调节。降低 VLD 会导致边沿转换变慢，而调高 VLD 会提高速度，但可能会导致过冲加剧。因此，选择适当的 VLD 可平衡 tr/f与脉冲稳定性，以最大限度地减少其对总体变化余量的影响。

该设计展示了如何通过精确的偏置和阻尼，生成具有极小过冲且性能可重复的快速、稳定的光脉冲。根据偏差余量，此设计实现了 tr/f< 1ns、tpd 变化 < 50ps 且 tpp < 2%。总之，这些结果可以得出 ttotal 远低于 1ns，从而实现毫米级距离精度。增设温度传感器可进一步优化性能，实时补偿延迟漂移与幅度漂移，进一步降低环境因素对偏差余量的影响。