TPS24700/1：高效热插拔控制器的设计与应用

在电子系统设计中，热插拔功能至关重要，它能确保系统在带电状态下安全地插入或拔出模块，减少停机时间，提高系统的可用性和稳定性。德州仪器（TI）的TPS24700/1系列热插拔控制器，以其卓越的性能和丰富的功能，成为众多工程师的首选。下面我们就深入了解一下TPS24700/1的特点、工作原理、设计实例以及相关注意事项。

文件下载：tps24701.pdf

一、TPS24700/1的特点

1. 宽电压范围

TPS24700/1可在2.5V至18V的电压范围内稳定工作，能适应多种不同的电源环境，为设计提供了更大的灵活性。

2. 精确的电流限制

在启动时能实现精确的电流限制，其25mV的电流检测阈值精度高，允许使用更小、更高效的检测电阻，降低了功率损耗，减小了电路板面积。

3. 定时过流保护

具备定时过流断路器功能，可在负载电流超过设定阈值时，在一定时间后切断电路，保护电源和负载。

4. 电源良好输出

提供电源良好（PGb）输出信号，可用于状态监测和下游负载控制，方便系统的管理和协调。

5. 短路保护

拥有快速断路器，能在短路发生时迅速切断电路，保护系统安全。

6. 可选工作模式

TPS24700为锁存模式，故障发生后保持关闭状态；TPS24701为重试模式，故障排除后自动尝试重启，满足不同应用需求。

7. 可编程欠压阈值

用户可根据实际需求设置欠压阈值，增强系统的稳定性。

8. 小封装

采用小型MSOP - 8封装，节省电路板空间。

二、工作原理

1. 启动与浪涌电流限制

当热插拔板插入电源总线时，TPS24700/1先保持一段时间的非激活状态，等待内部电压稳定。之后，GATE、TIMER和PGb引脚被释放，开始从GATE引脚提供电流，开启外部N沟道MOSFET。通过测量V(VCC - SENSE)电压，控制器将MOSFET的漏极电流限制在设定的电流限制值以内，减轻下游大容量存储电容的充电冲击。

2. 浪涌模式结束判断

当V(GATE - VCC)超过定时器激活电压（对于VCC = 12V，该电压为6V）时，浪涌模式结束，进入断路器模式。在此过程中，TIMER引脚先以约10μA的电流对电容CT充电，浪涌模式结束后开始以约10A的电流放电。

3. 断路器与快速跳闸功能

在断路器模式下，控制器持续监测通过RSENSE的电流。当电流超过电流限制阈值时，TIMER引脚以约10μA的电流对电容CT充电，当CT电压达到1.35V时，外部MOSFET关闭。如果电流超过快速跳闸阈值（60mV），GATE引脚立即以约1A的电流将外部MOSFET的栅极拉至地，实现快速跳闸保护。

4. 自动重启功能（TPS24701）

当故障导致外部MOSFET关闭后，TPS24701会自动尝试重启。内部控制电路使用CT计数16个周期后重新启用MOSFET，如果故障仍然存在，该过程将重复进行。

5. 过温保护

当芯片管芯温度超过约140°C时，内置的过温保护电路会禁用栅极驱动器，PGb引脚进入高阻抗状态。当温度下降约10°C后，系统恢复正常工作。

三、设计实例

1. 设计要求

假设一个12V的系统，工作电压容差为±2V，额定负载电流为10A，负载最小输入电容为470μF。当电流超过12A时，控制器应关闭并尝试重启，环境温度范围为20°C至50°C。

2. 设计步骤

选择RSENSE

根据公式(R{SENSE}=frac{V{(VCC - SENSE)}}{I{LIM}})，已知典型电流限制阈值电压V(VCC - SENSE)为25mV，峰值电流限制为12A，计算可得(R{SENSE}=frac{25mV}{12A}approx2mΩ)。在额定10A电流下，该电阻仅消耗200mW功率，功率损耗仅为0.17%。

选择MOSFET M1

TPS24700/1设计使用栅源电压额定值为20V的N沟道MOSFET。若使用栅源电压额定值较低的器件，可连接齐纳二极管限制最大栅源电压。同时，要考虑MOSFET的漏源电压额定值(V{DS(MAX)})，在极端情况下可能会出现较高的瞬态电压，可能需要使用TVS来限制电感瞬态。本实例选择TI的CSD16403Q5，其(V{GS(MAX)})为16V，(V{DS(MAX)})为25V，室温下最大(r{DS(on)})为2.8mΩ，正常工作时功率损耗为0.24W，结温升高9.6°C，满足数据手册要求。

选择输出电压上升时间(t{ON})和(C{T})

最大输出电压上升时间(t{ON})由定时器电容(C{T})设定，必须足以完全充电负载电容(C{OUT})而不触发故障电路。根据公式(t{ON}=frac{C{OUT}×V{VCC(MAX)}}{I{LIM}})，计算可得(t{ON}=frac{470μF×12V}{12A}=0.47ms)。考虑到MOSFET的输入电容(C{ISS})，故障时间(t{FLT})应在1.08ms至20ms之间，本实例选择7ms，计算得到(C_{T})为52nF，选择标准值56nF，对应的故障时间为7.56ms。

计算重试模式占空比

在重试模式下，TPS24701开启一个充电周期，关闭16个充放电周期。第一个(C{T})充电周期为从0V到1.35V，时间为7.56ms；第一个(C{T})放电周期为从1.35V到0.35V，时间为5.6ms。总时间为(7.56ms + 33×5.6ms = 192.36ms)，重试模式占空比为(7.56ms / 192.36ms = 3.93%)。

选择UV电阻(R{1})和(R{2})

根据公式(V{ENTHRESH}=frac{R{2}}{R{1}+R{2}}×V{VCC})，已知(V{ENTHRESH}=1.35V)，(V{UV}=10.8V)，假设(R{1})为130kΩ，可计算出(R_{2})为18.7kΩ。

选择(R{GATE})、(R{4})和(C_{1})

(R{GATE})用于抑制高频振荡，大多数应用中可选择10Ω电阻；若M1的(C{ISS})低于200pF，建议使用33Ω电阻。(R{4})仅在使用PGb引脚时需要，作为开漏输出驱动器的上拉电阻。(C{1})是旁路电容，推荐值在0.001μF至0.1μF之间。

四、设计注意事项

1. PGb引脚的使用

使用PGb引脚控制和协调下游的DC/DC转换器，避免转换器在(C_{OUT})仍在充电时启动，防止出现不期望的锁存状态。

2. 输出钳位二极管

输出端的感性负载可能会在电路拔出或限流事件时将OUT引脚电压拉至地以下，可连接一个二极管从OUT到地，选择肖特基二极管来控制负电压。

3. 栅极钳位二极管

当电源电压(VCC)高于4V时，TPS24700/1的栅极电压在12V至15.5V之间相对稳定，建议在M1的栅源之间连接一个小的钳位齐纳二极管，并串联几百欧姆的电阻或硅二极管，防止输出电容通过栅极驱动器放电到地。

4. 高栅极电容应用

大的栅极电容可能会导致栅极电压过应力和异常大的故障电流尖峰。当M1的总栅极电容超过约4000pF时，建议使用外部栅极钳位齐纳二极管辅助内部齐纳二极管。使用栅极电容(dV/dt)控制时，建议在(C_{G})串联一个1kΩ电阻。

5. 旁路电容

在VCC和OUT引脚使用低阻抗陶瓷电容进行旁路，推荐值在10nF至1μF之间。部分系统拓扑对这些电容的值不敏感，但有些系统需要最小化旁路电容的值。

6. 输出短路测量

输出短路测试结果受多种因素影响，如源旁路、输入引线、电路布局、输出短路方法、短路位置和仪器等。实际短路情况具有一定的随机性，测试时需要仔细配置和选择方法，以获得真实的结果。

7. 布局考虑

TPS24700/1应用需要仔细考虑布局，以确保性能和减少对瞬态和噪声的敏感性。一般来说，所有走线应尽可能短，特别是VCC引脚的去耦电容到引脚和地的走线应最短；VCC和SENSE的走线应短且并排运行，以提高共模抑制比；功率路径连接应尽可能短，并能承载至少两倍的满载电流。

TPS24700/1热插拔控制器以其丰富的功能和出色的性能，为电子系统的热插拔设计提供了可靠的解决方案。在设计过程中，工程师需要根据具体的应用需求和设计标准，合理选择元件参数，并注意布局和测试等方面的问题，以确保系统的稳定性和可靠性。你在使用TPS24700/1的过程中遇到过哪些问题呢？欢迎在评论区分享你的经验和见解。