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基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元设计方法

芯长征科技 来源:南方电网技术 2024-02-22 09:39 次阅读

来源:南方电网技术

作者:张海 1,谢文刚 2,樊芳芳 2,刘凯 2,贾文萱 3

(1. 国网山西省电力公司;2. 山东泰开高压开关有限公司;3. 新能源电力系统国家重点实验室(华北电力大学))

摘要:随着储能变流器向大容量、模块化发展,碳化硅(SiC)器件由于其低损耗、耐高温的特性,逐渐成为研究热点。然而SiC器件过高的开关速度使其对电路中杂散电感更加敏感,并且高温运行环境也会对器件长期安全可靠的运行带来影响。因此针对基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元,重点研究了其低感设计和散热设计方法,并提出了功率单元的整体设计方案。通过优化叠层母排的结构,将高压交流模块与低压直流模块的杂散电感分别降低至794 μH和235 μH,有效减小功率单元的关断过电压。通过热仿真研究,确立了散热方案,使器件在运行过程中的最高温度不超过50℃。最后,搭建了功率单元样机并进行对拖实验,验证了叠层母排结构优化设计和功率单元散热设计方案的有效性。

引言

储能变流器作为储能系统和微电网之间的接口,可以实现电能的传递和变换,具有削峰填谷、负荷控制、应急电源、并离网切换、孤岛运行等功能,在新能源发电的趋势下是未来电力系统的重点发展装备。随着储能变流器向大容量、模块化发展,其一般采用基于DC/AC变换器与DC/DC降压变换器的双极式结构。在功率器件的选择上,与硅IGBT相比,碳化硅MOSFET具有开关频率更高、开关损耗更低和运行结温更高等特点。但受到硅材料本身特性的限制,硅制器件已接近发展上限,碳化硅(SiC)器件将成为器件发展的新方向。对比硅材料,其在能量损耗、发热量、使用频率以及电流密度等方面均具有明显优势,在相同功率等级下拥有更小的体积,且更适合在高频下使用。美国的Cree、日本的富士和ROHM等公司已经推出SiC功率单元,并在光伏、电动汽车等领域开始应用。国内仅有部分厂家使用TO-247封装的SiC功率器件设计功率单元,但是此类器件功率很小,由此构成的功率单元不适合应用在大功率储能变流器中。随着储能变流器功率单元向着高度集成化、高工作频率和大容量发展,对SiC器件构成的储能变流器功率单元的研究及设计具有重要意义。

由于SiC功率器件具有高开关速度,会产生比IGBT更高的di/dt和du/dt,从而更容易出现更高的关断过电压、更大的开关振荡以及更高的工作温度等问题,因此功率单元的低感设计和散热设计尤为重要。针对低感设计,一般采用叠层母排减小杂散电感。文献提出了一种叠层母排分组连接结构,减小了电解电容发热问题。文献提出一种四层母排器件对称排列的方式实现低感设计。文献建立了考虑自感和互感的叠层母排数学模型,并对叠层母排参数和布局方式进行优化设计。虽然目前有较多文献针对SiC功率器件进行杂散电感分析,但是缺少基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元的低感设计。针对散热设计,一般采用将模块贴在散热器上,再通过风冷或者水冷方式进行散热。文献提出了一种将芯片通过金属镀层和热介质材料直接连接到Si基微通道的新型结构,从而消除了模块多层结构的限制,提高了芯片的散热效率。文献针对SiC MOSFET强迫风冷逆变器的散热器给出了设计思路。

本文系统地研究了基于新一代功率器件SiC MOSFET的储能变流器功率单元设计方法,具有较 强的理论性和实践性,尤其适合在新能源发电中应 用。首先简单介绍了功率单元的电路原理,其次利 用叠层母排实现了低感设计,然后对功率单元进行 强迫风冷的散热设计,并基于COMSOL Multiphysics软件进行仿真计算,给出了适用的方案。最后搭建了实验样机进行验证,证明功率单元设计 方案的有效性。

1. 储能变流器的工作原理

1-1 .储能变流器主电路拓扑

高频隔离型大容量储能变流器的拓扑如图1所 示,该变流器采用模块化级联设计,可以通过串联 相同的功率单元实现更高电压等级,结构更加灵活, 便于扩大容量,单台变流器的容量可达到兆瓦级别。采用高频低损耗功率模块SiC MOSFET,其最高工 作频率可达几百kHz,并且能够满足10%长期过载 运行以及20%过载运行1 min以上的过载需求,可 以提高变流器开关频率,进而提高变流器的功率密 度。同时,从耐高温角度看,与Si IGBT模块相比, 其具有更高的热导率和热流密度,SiC MOSFET模 块本身的温度耐受能力提高,可以耐受高温环境, 且散热性能良好。基于SiC MOSFET功率模块的使 用更有助于变流器的小型化、轻量化、高功率密度化设计。

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受SiC MOSFET耐压水平限制,采用若干功率单元高压侧串联,低压侧并联的拓扑结构以进一步扩大容量,形成低压、大电流的直流端口。而当大量功率模块级联时,串联电压分配不均容易造成器件过压损坏,并联电流不均衡会严重制约设备的容量提升。为了保证串联功率模块之间的均压以及 并联功率模块之间的均流,分别采取了相应的控制 策略。在串联高压侧,功率单元的均压策略分为静 态均压和动态均压。静态均压依靠单元内部的风扇 耗能实现,动态均压通过软件算法排序调制实现。高压侧功率单元内部的高频变压器采用真空环氧浇注,以提高绝缘能力。并联低压侧,采用功率均衡控制方法以实现并联均流。

高压交流侧功率单元由一台高频变压器、两组H桥及其之间的直流电容组成,低压直流侧功率单 元由一组H桥和直流电容组成。高压交流模块中直接与交流侧相连的H桥为AC/DC变换单元,高压 交流模块中与高频变压器相连的H桥、低压直流模 块的H桥以及高频变压器组成双有源全桥型DC/DC变换。其中双有源全桥型DC/DC变换拓扑 可有效抑制各级二倍频功率波动,获得平稳的电池 电流,延长电池寿命。H桥中所有功率模块由SiC MOSFET来实现。

1-2.功率单元的工作原理

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本文所设计的SiC功率单元包含10 kV高压交流模块和750 V低压直流模块,两个模块均基于隔离型H桥拓扑,如图2所示,相关参数见表1。

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对于10 kV高压模块,开关器件采用型号为CAS120M12BM2的SiC MOSFET,每个器件源漏 极电压Vds=1.2 kV,每相采用15个模块串联为18 kV,10 kV端口相电压峰值为8.2 kV,具有足够的 绝缘裕度;整机总容量1 MW,每个模块容量为23.8 kW,按每个模块输出电压700V计算,额定通流约34 A,远小于SiC MOSFET的额定电流120 A,具有足够的通流裕度。

对于750 V低压模块,开关器件采用型号为CAS300M12BM2的SiC MOSFET,每个器件源漏 极电压Vds=1.2kV,远高于额定电压750 V,具有足 够的绝缘裕度。端口总容量1 MW,每个模块容量 为66.7 kW,按每个模块输出电压700 V,额定通流约95.3 A,远小于SIC MOSFET的额定电流300 A, 具有足够的通流裕度。

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双有源全桥型DC/DC变换采用单移相控制方 式,每个全桥斜对角对应的两个开关管的脉冲信号 相同,每个桥臂对应的两个开关管的脉冲信号相差180°。系统运行时,通过改变两个H桥之间移相角的大小,就可以调节传输功率的方向和大小,实现能量的双向移动。当桥臂电压相位超前于交流电网 电压相位时,能量从直流侧流向交流侧,电池放电;当桥臂电压相位滞后于交流电网电压相位时,能量 从交流侧流向直流侧,对电池进行充电。其移相控制下电压波形漏电感的电流如图3所示,其中,移相角φ为功率传输过程中超前桥HB1与滞后桥HB2的相位差,Ts为一个开关周期。

2. 储能变流器功率单元关键结构设计

2-1.低感设计

2-1-1 .换流回路杂散电感分析

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以低压侧S22、S23关断时换流过程为例,说明 功率器件关断电压尖峰现象。图4所示的回路A和 回路B中,S22、S23正在关断。在换流过程中,通 过功率开关管的电流iS逐渐减小,而通过反向二极 管的电流iD正在增大。快速的电流变化作用到流经 路径和器件的寄生电感上,使其感应出高频电压, 并形成换流回路。换流回路上感应的电压直流 母线电压叠加,共同作用到功率器件S22、S23上, 导致过大的du/dt,即形成电压关断尖峰,尖峰电压 表示为式(1)。

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式中:Umax为关断过电压尖峰;为模块支撑电容 充电电压;L23 和 L24分别为功率器件和母排的等效杂散电感。

这种现象尤其发生在分布电感量大、负载电流大、功率开关管电流下降时间短的情况下。降低寄生电感量是消除电压关断尖峰的有效方法。

2-1-2 .叠层母排设计

根据功率模块结构布局的不同,叠层母排有多种拓扑。考虑换流回路杂散电感平衡问题,本文采用的叠层母排为对称结构,由两电平的正、负 铜排导体通过叠层结构,在导体间叠加绝缘材料进 行热压处理构成,其模型如图5所示。

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多电容并联使得杂散电感支路增加且一致性变好,磁场抵消以降低回路电感。但随着吸收电容数量的增加,电感见效的幅值减小,因此综合考虑, 选择4个吸收电容结构。安装电容组和功率器件的 叠层母排的三维结构模型如图6所示。

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仿真提取叠层母排的杂散电感,高压交流模块的叠层母排杂散电感Lt_H=734 nH,低压直流模块的叠层母排杂散电感Lt_l=175 nH。查阅厂家给出的器 件数据手册以及文献,型号CAS300M12BM2和CAS120M12BM2的SiC MOSFET高频寄生电感Lstray均为15 nH,二极管的杂散电感 为15 nH, 则高压交流模块换流回路(如图4所示)的总杂散 电感 和低压直流模块换流回路的总杂散电感Ls_l分别为:

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2-2.散热设计

2-2-1 .功率器件热损耗分析

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对于大容量高频器件SiC MOSFET,需要通过 合理的散热设计保证其工作在允许的温度范围内。热源的基本参数如表2所示,由于功率模块壳体直 接放置在散热器上会有缝隙面,因此可以在装配过 程中涂一层很薄的导热硅脂,导热硅脂的导热系数 为1 W/(m·k)。功率器件模块安置于散热器上的等 效热阻分析如图7所示。

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图7中,Ta为环境温度,Tj(MOS)为SiC MOSFET结点温度,Tc为功率器件模块外壳温度,Ts为散热器表面温度。Rthj-cMOS为SiC MOSFET的 管芯到外壳的热阻,Rthc-s为外壳到散热器的热阻, 以上参数可以通过厂家提供的数据手册获取,Rths-a为散热器到空气的热阻,可以由散热器自身传热热 阻以及散热器与空气之间的传热热阻相加计算。由图7可知,Rthj-cMOS与Rthc-s串联,然后不同桥臂热阻并联后,再与Rth_sa串联,形成完整的功率单元热 阻。综合考虑功率密度、成本、环境等因素后, 本文选用强迫风冷的散热方式。

2-2-2.散热器设计

散热器的尺寸布局要和叠层母排、器件摆放相配合,并受到散热器材质、工艺、磁片参数等因素影响。本文散热器选用铝合金材质,具有重量轻、 散热好等特性。材料表面越粗糙,表面辐射率越大, 导热性能越差,不利于散热,因此首选光面的铝合 金。增大散热面积有利于减小热阻,因此增加翅片 的数量可以提高散热效率,另一方面,磁片数过多 会导致散热器尺寸变大,不利于功率单元的小型化、 轻型化设计,综合考虑,磁片数量为15个。

高压交流模块中强迫风冷散热器的总热阻Rth_h=0.7944 ℃/W, 低压模块的散热器 总热阻Rth_l=0.7087 ℃/W。满载时,SiC MOSFET的损耗约 为150 W,根据文献提供的公式计算出功率器件最大容许热阻为0.83 ℃/W,说明散热器选型满足散热需求。在仿真软件中对一个散热器以及4个SiC模块进行散热计算,要求功率器件最大温升值T≤40 K。为了简化分析,忽略热辐射散热,得到不同入口风 速(v)下功率器件的温升变化(T)曲线如图8所示。

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从图8中可以看出,在风速小于2 m/s时,功 率器件的最大温升随风速增大而迅速下降;风速大 于4 m/s时,增加风速对温升减小的效果不再明显。风速为4 m/s时,功率器件的最大温升满足散热需 求,因此确定流入散热器的风速不小于4 m/s。图9为入口风速为4 m/s时散热器和功率器件的温度分布图,由图可以看出,越靠近风扇,功率器件温度越低,最高温度出现在风冷出口处上的功率器件处;散热器温度分布也不均匀,靠近功率器件的部分温 度比较高,最低温度出现在风冷入口散热器翅片底部,温度接近入口空气温度。

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为满足入口风速≥4 m/s,本文选用两只型号为PMD2406PMB1-A(2)的风机,其单台风量Q1为56.5 CFM,等效入口风速v为:

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式中为风机入口的截面积,考虑到模块风机输出 风量消纳、不同位置模块进风量不均衡性以及屏柜 的密封等问题,屏风机风量Q2需大于模块风机风量总和Q1s。

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式中:k为裕度系数,暂定取值在1.2~1.5之间。

综合考虑性能、成本、供期、市场占有量等方 面因素,选择型号为R4D450-AK01-01离心风机, 其工作特性曲线如图10所示。

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根据图10所示的工作特性曲线,计算出风机工 作在230/400V时的裕度系数k的计算公式为:

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由上述计算结果可知:k的取值可满足预期设计要求。

基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元设计如下所述,相应的元件布局如图11所示。

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功率单元由模块化SiC功率器件、高频变压器、 吸收电容、隔直电容、叠层母排、风冷散热器和金 属机壳组成。金属机壳分隔室设计,隔室通过风冷 散热器的风道相互贯通,进行对流换热;隔室一内,SiC功率器件置于风冷散热器表面,吸收电容列于 风冷散热器一侧,通过叠层母排与SiC功率器件连 接,SiC功率器件驱动电路控制电路固定于金属 机壳上,取电于连接吸收电容的开关电源,实现高 位取能;隔室二内,隔直电容连接于模块与高频变 压器之间,分别固定于金属机壳上,高频变压器输 出采用刀型触头结构。交流侧接口铜排置于功率单元前方,穿过霍尔传感器后固定于前侧面板上,高 频侧接口为高频变压器的次级输出,即具有穿墙套 管结构的刀型触头。叠层母排将吸收电容的正负极 端子连接至位于前方面板上的测量端子上,便于测 量电容电压。

该方案使用叠层母排结构,可降低回路杂感, 减小器件开关过程中的过电压水平。模块风扇在吸 收电容电压高于一定值时自动投入,风冷散热的同 时,还可保证在不控整流充电阶段功率柜内所有模块之间的均压。

3.实验验证

搭建10 kV高压交流模块和750 V低压直流模 块样机,并对功率模块进行对拖实验。对于10 kV高压交流模块,高压交流单个模块两个H桥之间进 行对拖,实验原理如图12(a)所示。首先通过直 流电源给功率单元支撑电容C充电至额定工作电 压,然后同步触发两个H桥,器件开关频率均为20kHz,由于两个H桥的输出幅值、相位相同,初 始电流I为0,然后通过移相控制调节两个H桥的 输出电压相位差,电流I逐步增大直至运行至满功 率。实验过程中,模块风扇始终处于工作状态。对 于750 V低压直流模块,低压交流功率单元为两个 模块的两个H桥之间进行对拖,实验过程同高压功 率单元,原理如图12(b)所示。

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高压交流功率单元的对拖实验回路如图13(a) 所示,电容充电电压为720 V;低压直流功率单元的对拖实验回路如图13(b)所示,电容充电电压为720 V。

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图14为高压交流模块对拖波形,高压交流模块 中H1桥的电压有效值UH1为709.55 V,关断电压 尖峰小于733 V;H2桥的电压有效值UH2为692.73 V,关断电压尖峰小于813 V;电流有效值为40 A。上述分析表明本文提出的叠层设计方案有效的减小 了杂散电感,提高了模块抑制过电压的能力。

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在环境温度为10 ℃,电流有效值为40 A,充 电机工作在720V/0.7 A的实验环境下,采用热成像仪每运行半小时测量一次各功率器件的温度,得到 图15。3.5 h后温升逐渐趋于平稳,各功率器件温度最高不超过90 ℃,其中SiC功率器件的温度不超过40 ℃,可见散热效果明显,满足设计需求。

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同理,图16为低压直流模块对拖波形,低压直 流模块中模块1的电压有效值UHF为700.00 V,关 断电压尖峰小于753 V;模块2的电压有效值ULVDC为723.43 V,关断电压尖峰小于776 V;电流有效 值为130 A。同样可见叠层母排具有比较好的应用效果。

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在环境温度为10 ℃,电流有效值为130 A,充 电机工作在720V/2.4 A的实验环境下,采用热成像仪每运行半小时测量一次各功率器件的温度,得到图17。2.5 h后温升逐渐趋于平稳,各功率器件温度 最高不超过70 ℃,其中SiC功率器件的温度不超过50 ℃,可见散热效果明显,满足设计需求。

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4.结论

本文设计了一种基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元,包括10 kV高压交流模块和750 V低 压直流模块,适合于储能变流器的集成化、模块化 发展。并重点针对功率单元的低感和散热进行设计,得到以下结论。

1)功率单元由模块式SiC功率器件、高频变压 器、吸收电容、隔直电容、叠层母排、风冷散热器 和金属机壳等组成。结构对称,拆装维护方便,且 便于进一步扩大容量。

2)叠层母排的应用可以改善器件的开关特性, 有效减小换流回路的杂散电感,并且使得功率单元 整体结构紧凑,提高其集成度,具备良好的电磁兼 容特性。

3)采用强迫风冷散热设计,选用合适的风机和 散热器,保证散热需求,延长器件使用寿命。风机 控制策略还可保证不控整流充电阶段功率柜内所有 模块之间的均压。

审核编辑:汤梓红

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原文标题:基于 SiC MOSFET 的储能变流器功率单元关键技术

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    的头像 发表于 01-09 14:56 629次阅读