改善高动态范围RMS射频功率检波器的温度、稳定性和线性度

需要均方根 （rms） 功率检测来测量和控制多载波无线基础设施中的发射功率。当发射信号的峰均比不固定时，使用二极管检测或对数放大器的传统功率检波器无法准确测量功率。测量电路的温度稳定性至关重要，探测器传递函数的线性度也至关重要。本应用笔记介绍了在大于50 dB的动态范围内，将均方根功率检波器的温度稳定性及其传递函数线性度提高到小于±0.3 dB的技术。

介绍

现代无线发射器通常需要严格控制发射的射频（RF）功率。在无线蜂窝网络中，严格的功率控制允许精确设置蜂窝的大小以增强覆盖范围。精确的功率控制还避免了对RF功率放大器（PA）进行过多的热尺寸标注，当实际发射功率存在不确定性时，需要对热尺寸进行微调。例如，如果50 W （47 dBm）功率放大器的发射功率不确定性仅为1 dB，则必须对PA进行尺寸设计，使其能够安全（即不会过热）传输63 W （48 dBm）。

功率测量和控制也用于接收器，通常为中频（IF）。这里的目标是测量和控制接收信号的增益，使中频放大器和模数转换器（ADC）不会过驱动。虽然测量接收信号的精度（通常称为接收信号强度指示器或RSSI）对于最大化信噪比很有用，但它不如发射侧重要;目标只是将接收到的信号保持在一定的限度内。

RMS RF功率检波器可以独立于信号峰均比或波峰因数测量RF功率。当测量信号的峰均比发生变化时，这种能力至关重要。这在无线蜂窝网络中很常见，因为蜂窝基站承载的呼叫数量不断变化。峰均比的变化既是由于不同功率水平下多个载波的传输，也是由于单个码分多址（CDMA）载波中码域功率的变化造成的。

图1.现代无线发射器使用射频功率测量和控制来严格调节发射功率。在接收器中，功率测量用于防止中频和基带元件过驱，同时最大限度地提高信噪比。

高动态范围均方根直流转换器

AD8362是一款均方根直流转换器，可在60 dB或更高的范围内测量均方根电压，范围从极低频率到约2.7 GHz。 图2显示了AD8362在2.2 GHz时的传递函数（以输出电压表示）与输入信号强度（以dBm为单位）相对于50 Ω。

图2还显示了该传递函数与最佳拟合线的偏差。这条线具有斜率和截距，它们是使用测量数据的线性回归计算的。一旦计算出这条线的斜率和截距，就可以绘制出以dB为单位的误差图。在图 2 中，此行按右侧缩放。

图2.对数均方根直流转换器的传递函数显示了输出电压（以伏特为单位）和dB缩放输入信号之间的线性dB关系。该图还显示了传递函数纹波和温度漂移（在右轴上缩放）。

该图显示了峰峰值幅度高达0.75 dB的重复纹波。这种纹波导致同样大的测量不确定度。该图还显示传递函数随温度变化。在这种情况下，传输的温度漂移由截距的变化决定（即斜率保持相对恒定）。

AD8362对数均方根直流转换器的工作原理

图3所示为AD8362的框图。AD8362的主要元件是一个线性dB可变增益放大器（VGA），包括一个压控衰减器、一个固定增益放大器、一个低动态范围均方根直流转换器和一个误差放大器。

图3.AD8362对数均方根直流转换器均方根直流转换器的输入信号施加于VGA输入。VGA的输出施加于低范围均方根直流转换器。将该检波器的输出与设定点电压进行比较，设定点电压产生误差信号，反馈回VGA的增益控制输入。

输入信号施加到VGA。VGA的输出施加于低范围均方根直流转换器。该检波器的输出与VGA输出信号的均方根电压成正比。

固定基准电压（也称为目标电压）施加于相同的低动态范围均方根至直流转换器。两个检测器的输出施加于产生误差信号的误差放大器/积分器。误差放大器的输出施加于VGA的增益控制输入。VGA的增益控制传递函数为负，即电压增加会降低增益。

当向电路施加小输入信号时，来自信号路径检测器的电压将很小，从而产生驱动VGA的误差减小信号。该误差信号将继续减小，增加VGA增益，直到信号链检波器的输出等于参考检波器的输出。

同样，较大的输入信号将产生一个误差信号递增，从而降低VGA的增益，直到来自信号路径检测器的电压等于参考检测器的电压。在所有情况下，当系统达到平衡时，均方根直流转换器的输入电压建立到相同的值。因此，低范围均方根直流转换器需要非常小的工作范围即可使电路工作。

VGA的传递函数以dB为单位线性，即以dB为单位的增益与控制电压成正比，以伏特为单位。在这种情况下，VGA增益控制的斜率约为–50 mV/dB。结果是整个电路的对数传递函数（即VGA输入与误差放大器输出之间的关系），即输出电压与对数或均方根输入电压成正比。请注意，该增益控制功能的温度稳定性对于均方根测量的整体温度稳定性至关重要。

高斯插值器

图2显示了一致性曲线中的周期性纹波。这种纹波的来源是高斯插值器。高斯插值器确定从可变衰减器获取信号的节点。然后，将其应用于构成AD8362VGA输出级的固定增益放大器。

衰减器和高斯插值器电路的简化原理图如图4所示。输入梯形衰减器由多个部分组成，每个部分将输入信号衰减6.33 dB。信号通过可变跨导级从这些部分分接。高斯插值器根据施加到可变衰减器控制端口的控制信号确定哪些跨导级处于活动状态，从而确定应用于输入信号的衰减量。

图4.AD8362 VGA衰减器，内置高斯插值器。虽然高斯插值器的存在在输出电压和控制电压之间产生连续关系，但这种关系具有周期性纹波。

落在抽头点之间的衰减水平要求相邻的跨导级同时处于活动状态，以根据指示传导更努力的跨导单元产生这些抽头点的加权平均值。相邻级的电导变化以沿衰减器滑动抽头点的方式是一致性曲线中观察到纹波的原因。

滤除错误信号

低范围均方根直流转换器中的平方单元产生一个直流元件和一个输入频率两倍的元件。这是从三角恒等式得出的

如果此信号是单音正弦波，则平方单元的输出将是直流分量和输入频率两倍的正弦波音。误差放大器/积分器的主导极点将滤除双频分量，只留下直流分量。

如果输入信号是宽带信号，例如CDMA或宽带CDMA（WCDMA）信号，则在直流处出现的分量范围从直流到原始信号带宽的一半。因此，一旦双倍频率被滤除，反馈到VGA的电路输出仍然包含明显的纹波，表现为叠加在直流电平上的类似噪声的信号。通常的做法是增加误差放大器中的滤波，使误差放大器输出端的信号噪声显著降低。这导致整个电路的无噪声输出。

去除传递函数纹波

图5显示了利用这种基带噪声的电路的替代配置。与图3所示电路相比，积分器外部滤波电容的尺寸显著减小，但仍保持足够大，以实现有效的均方根平均。当宽带信号作为电路的输入时，误差放大器的输出包含大量噪声，但仍以正确的均方根输出电平为中心。误差放大器输出端的噪声电平设置为至少300 mV p-p的水平，300 mV是VGA的R-2R梯形图上相邻抽头之间的dB距离×VGA的增益控制斜率（即50 mV/dB×6 dB）。只要该输出噪声水平至少为300 mV p-p，其实际值就不重要。

图5.滤波电容器的尺寸减小，滤波电容器通常用于降低平方单元输出端的噪声。反馈到VGA的噪声导致VGA的增益在至少6 dB的范围内波动。这往往会使VGA传递函数中的纹波趋于均匀，进而使整个电路的传递函数趋于平衡。平方器输出端的噪声在测量之前经过外部滤波。

这种轻微滤波的信号被反馈到VGA控制输入。该信号中的噪声导致VGA的增益围绕中心点波动。VGA的增益控制斜率为50 mV/dB。因此，噪声将导致VGA的瞬时增益变化约6 dB。高斯插值器的游标在R-2R梯形图的大约一个抽头上来回移动。

由于增益控制电压在高斯插值器的至少一个抽头上不断移动，因此VGA输出的均方根信号强度与VGA控制电压之间的关系与VGA的增益控制纹波无关。施加到平方单元的信号现在经过轻微的AM调制。但是，这种调制不会改变信号的峰均比。

由于滤波电容减少，误差放大器输出端的均方根电压现在包含显著的峰峰值噪声。虽然在噪声完好无损的情况下将该信号反馈回VGA增益控制输入至关重要，但进入外部测量节点的均方根电压可以使用简单的滤波器进行滤波，以产生基本无噪声的均方根电压。

图6显示了均方根直流转换器传递函数纹波的降低。反馈到VGA增益控制端子的600 mV峰峰值噪声可能看起来不必要，因为只需要足够的噪声来行使超过6 dB的增益控制电压（R-2R阶梯上的一次抽头）。然而，随着扩频CDMA信号中的呼叫负载降低，信号的峰均比也会降低。这样可以减少检测器输出端出现的噪声。因此，峰峰值噪声的设置使其始终跨越R-2R梯形图上的至少一个抽头。请注意，误差函数中的峰值约为–57 dBm是由于用于测量输送到电路的功率的高动态范围均方根功率计头的测量误差造成的。

图6.降低高峰均比信号的传递函数纹波（单载波WCDMA，测试模型16，2.2 GHz）。–57 dBm处的峰值是由于测量误差造成的。

图7显示了施加未调制正弦波时修改电路的传递函数。传递函数纹波不会减少。如前所述，当正弦波施加到平方单元时，输出产物是双频和直流电压电平。由于正弦波是窄带，因此在接近直流时不会出现类似噪声的电压。一旦双频被移除，就没有交流分量可用于在任何范围内执行VGA的增益控制输入。

图7.对电路施加未调制（2.2 GHz）正弦波不会降低传递函数纹波，因为在低范围均方根检波器的输出端不会产生基带抖动。

VTGT的抖动注射

图8显示了可用于这些情况的替代电路。执行VGA所需的抖动信号耦合到基准电压（也称为目标电压）上。这会在误差放大器的输出端产生干扰，并反馈到VGA增益控制输入端。耦合到VREF信号的信号可以是噪声或相干信号，例如正弦波。

图8.抖动信号可以施加到 VTGT 引脚。如果输入信号的峰均比较低（例如正弦波），则此技术很有用。抖动信号可以是正弦波或白噪声。

图9显示了当正弦波作为输入信号时该电路的传递函数。VTGT电压标称为1 V dc，现在叠加了500 mV p-p，10 kHz正弦波。实现的传递函数纹波降低与WCDMA信号相似。抖动信号的频率不是很关键。它应该设置得足够高，以便可以轻松滤除输出纹波，同时实现所需的脉冲响应时间。

图9.通过在VTGT输入端施加抖动信号（10 kHz时为500 mV p-p，直流电平= 1 V），对于具有低峰均比的输入信号，可以实现类似的纹波降低。在这种情况下，输入信号是2.2 GHz正弦波。

温度补偿

除了传递函数纹波引起的测量不确定度外，器件的温度漂移还会导致进一步（和更大）的测量不确定度（图 2）。然而，观察大量器件（图10）表明，温度漂移具有一致的趋势。输出电压随着温度的降低而增加。但是，漂移量会因零件而异。此外，漂移的大小随频率而变化。附录显示了其他频率下总体的温度漂移图。

图 10.2.2 GHz（平均±（3 sigma）时器件间温度漂移的统计分布显示，输出电压在冷时始终高，在热时始终低。温度漂移主要由截距的移动决定。

使用图11所示的简单技术，可以进一步降低该器件的温度漂移。如前所述，AD8362输出电压的漂移主要是由截距漂移引起的。整个传递函数随着温度的升高而趋于下降，而斜率保持相当稳定。这使得温度漂移与输入电平相当独立。根据特定输入电平（例如 5 dBm）的漂移，以这种方式补偿温度漂移，将在整个动态范围内保持良好状态（图 12）。

图 11.通过在对数放大器的输出电压上增加一个小失调电压和一个正温度系数，可以进一步降低AD8362的低温度漂移。

图 12.采用简单的交调距温度补偿方案，可以显著降低AD8362的温度漂移。在这种情况下，5 dBm时的2.2 GHz漂移得到补偿。由于温度漂移以截距为主，因此在整个范围内都能实现良好的性能。

补偿方案很简单，依靠精密温度传感器TMP36驱动电阻分压器的一侧，另一侧由AD8362驱动，输出在中心抽头处获取。TMP36 在 25°C 时的输出电压为 750 mV，温度系数为 10 mV/°C。 随着温度的升高，AD8362的电压下降，而TMP36的电压上升。选择R1和R2，以使电阻分压器中心的电压在整个温度范围内保持稳定。实际上，R2将比R1大得多，因此电路的输出电压将非常接近AD8362的VOUT引脚电压。

选择 R1 和 R2

电阻比R1/R2由AD8362在目标频率下的温度漂移决定。选择特定输入电平的漂移。这样可以在该级别上产生最佳精度。在本例中，R1和R2是根据输入电平为5 dBm时的漂移选择的。R1 和 R2 根据公式选择

其中10 mV/°C是TMP36的漂移，AD8362的漂移规格为mV/°C。 以dB/8C为单位的温度漂移通过乘以对数斜率转换为mV/°C。例如，900 MHz时的漂移为–0.008 dB/°C（5 dBm时），通过乘以50 mV/dB斜率转换得到–0.4 mV/°C。 表I显示了该计算结果以及R2和R1在900 MHz、1900 MHz和2200 MHz频率下的结果值。

频率（兆赫）	平均漂移 @ 5 dBm （dB/°C）	斜率（毫伏/分贝）	平均漂移 @ 5 dBm （mV/dB）	R1 （千兆安电阻）	R2 （千Ω）
900	–0.008	50	–0.4 毫伏/°C	1.02	25.5
1900	–0.0024	51	–0.1224 毫伏/°C	1	82.5
2200	–0.0104	50.5	–0.5252 mV/°C	1	19.1

复合纹波降低和温度补偿电路

温度补偿和传递函数纹波降低这两种方案可以组合在一起，产生一个高度线性、温度稳定的均方根检波器。

图13所示为电路实现方案。两个补偿电路通过运算放大器缓冲器相互隔离。

图 13.抖动减少和温度补偿方案可以组合在一起，以产生具有低温度漂移和出色传递函数线性度的单个电路。

图14显示了该电路在–40°C、+25°C和+85°C下在2.2 GHz下测得的传递函数。 在 60 dB 范围内，测量误差约为 ±0.5 dB。如前所述，约–57 dBm的误差尖峰是由于测量中使用的高动态范围均方根功率计头向AD8362报告输入信号不足所致。

图 14.将纹波降低和温度补偿方案相结合，可在大约60 dB的范围内产生测量线性度约为±0.5 dB的电路（低功耗下的误差过大是由于测量误差）。

结论

虽然AD8362，一个60 dB对数TruPwr™探测器，具有优异的基线性能，其测量精度可以进一步提高。所使用的技术很简单，涉及电阻器、电容器和温度传感器，并且由于温度漂移的部件间可重复性，可以批量生产。

审核编辑：郭婷