可用收发器架构中存在的一些权衡及适用于不同类型的系统

随着对全球连通性需求的增加，许多卫星通信（卫星通信）系统正在朝着更高的数据速率迈进，并在Ka波段频谱中增加存在。由于高性能信号链现在能够支持数GHz的瞬时带宽，并且系统中可能有数百个收发器，因此实现极高吞吐量数据速率的潜力现已成为现实。

此外，许多系统的趋势是从静态机械转向抛物面天线转向有源相控阵天线。这是由增强的技术和更高的集成度驱动的，可用于将元件间距降低到Ka波段所需的间距。相控阵技术还可以通过在干扰信号方向的天线方向上产生零点来改善干扰抑制。

以下概述描述了可用收发器架构中存在的一些权衡，以及哪些类型的架构可能适用于不同类型的系统。本分析包括卫星系统的一些关键规格的细分，以及这些系统级规格如何转化为收发器信号链级组件。

从系统级分析中向动规格

卫星通信系统在高层次上关注的是保持一定的载噪比（CNR），这是链路预算计算的结果。保持此 CNR 可确保一定的误码率 （BER）。所需的 CNR 取决于许多因素，例如纠错、信息编码、带宽和调制类型。一旦建立了所需的CNR，单个接收器和发射器的规格就可以从高级系统要求中向动。通常，它们首先以接收器所需的系统噪声温度增益（G/T）品质因数和发射器的有效各向同性辐射功率（EIRP）的形式向动。

对于接收器，从G/T转换为较低电平的接收器信号链规格，系统设计人员需要知道天线增益和系统噪声温度，这是天线指向的位置和接收器噪声温度的函数，如公式1所示。从这里，接收器温度可以在公式2中找到。

接收器信号链所需的噪声系数可以从公式3中找到：

一旦知道接收器噪声系数，就可以计算级联分析，以确定信号链是否满足这些要求的规格，以及是否可以根据需要进行调整。

对于发射器，所需的EIRP首先根据接收器的距离（地对卫星或卫星对地）以及接收器的灵敏度来确定。一旦知道了EIRP要求，就会在发射信号链的输出功率和天线的增益之间进行权衡。使用更高增益的天线，发射器的功耗和尺寸可以下降，但代价是天线更大。EIRP 由公式 4 给出。

通过在信号链中仔细选择元件，可以保持所需的输出功率，而不会导致其他重要参数的下降，例如输出噪声频谱密度和带外RF能量，这些参数可能会对其他系统造成干扰。

发射器和接收器的其他关键规格包括：

瞬时带宽：信号链在任何时间点可以数字化多少频谱

功率处理：信号链在不降低性能的情况下可以处理多大的信号

通道之间的相位相干性：对于新兴波束成形系统，确保通道之间的相位可预测，从而简化波束成形信号处理和校准

杂散性能：确保接收器和发射器不会在不需要的频率下产生可能影响系统或其他系统性能的射频能量

图1.架构比较，（a） 集成 TRx 的高中频，（b） 采用 GSPS ADC 的双变频超外差，（c） 采用 GSPS ADC 的单变频超外差，（d） 带 I/Q 混频器的直接变频。

在信号链设计过程中牢记这些和其他规格对于保证高性能系统满足任何给定应用至关重要，无论是宽带多载波聚合集线器还是单个窄带手持式卫星通信终端。

一般架构比较

一旦确定了高电平规格，就可以决定信号链架构。前面列出的可能对架构产生重大影响的关键规格之一是瞬时带宽。这会影响接收器的模数转换器（ADC）和发射器的数模转换器（DAC）。为了达到更高的瞬时带宽，必须以更高的速率对数字化仪进行采样，这通常会推高整个信号链的功耗，但如果根据W/GHz进行判断，则会降低功耗。

对于带宽小于100 MHz的系统，类似于图1a所示的基本架构在许多情况下是最佳的。该架构使用标准下变频级与集成直接变频收发器芯片的混合。集成收发器提供高集成度，大幅减小尺寸和功耗。

为了达到高达1.5 GHz的带宽，可以利用经典的双变频超外差架构，结合最新的ADC技术;如图 1b 所示。这是一种成熟的高性能架构，其转换级用于滤除不需要的杂散信号。根据接收到的频段，有一个下变频级到中频（IF），然后还有一个额外的下变频级，使最终IF达到ADC可以数字化的低频。最终IF越低，ADC性能就越高，但代价是滤波要求增加。通常，由于元件数量增加，这种架构是所提出的四个选项中最大和最高的功率。

图1c显示了类似的选项，这是一个由GSPS ADC采样的更高IF的单变频级。这种架构利用了ADC能够数字化的不断增加的RF带宽，而性能下降很小。市场上最新的GSPS ADC允许对高达9 GHz的RF频率进行直接采样。在此选项中，IF的中心范围为4 GHz至5 GHz，以便在信号链滤波要求和ADC要求之间取得最佳平衡。

最后一个选项如图 1d 所示。这种架构提供了更大的瞬时带宽增加，但代价是复杂性和潜在的性能下降。这是一种使用无源I/Q混频器的直接变频架构，可以在基带上输出两个彼此偏移90°的中频。然后，使用双通道GSPS ADC对每个I和Q支路进行数字化。在这种情况下，可以获得高达3 GHz的瞬时带宽。此选项的主要挑战是保持I和Q路径之间的正交平衡，因为误差会通过混频器、低通滤波器和ADC驱动器传播。根据 CNR 的要求，这可能是一个可以接受的权衡。

这里给出了一个总体概述，从高层次上描述了这些接收器架构的操作。显示的列表无论如何都不是包罗万象的，使用每个选项元素的混合体也是可能的。虽然比较中未涵盖发射信号链，但图1中的每个选项都有一个相应的发射信号链，并且权衡相似。

Ka波段卫星通信接收器示例

通过前面对每种架构的优缺点的讨论，我们现在可以将这些理解应用于实际的信号链示例。许多卫星通信系统现在都在Ka波段运行，以减小天线尺寸并提高数据速率。这在高通量卫星系统中尤其重要。以下是使用不同体系结构的示例以及更详细的比较。

对于需要低于100 MHz瞬时带宽的系统，例如使用甚小孔径终端（VSAT），可以使用集成收发器芯片（AD9371）的高中频架构，如图2所示。这种设计可以实现低噪声系数，并且由于它具有如此高的集成度，因此它提供了最小的设计尺寸。其性能摘要见表1。

图2.集成 TRx 的高中频，高达 100 MHz 带宽

如果某些系统充当卫星通信系统中多个用户的集线器，则它们可能一次处理许多载波信号。在这种情况下，每个接收器的带宽或带宽/功率成为重要因素。图3所示信号链使用高速ADC，即最近发布的高采样速率ADCAD9208，可数字化高达1.5 GHz的瞬时带宽。在本例中，IF置于4.5 GHz，以实现1 GHz的瞬时带宽。此处可实现的带宽取决于ADC之前抗混叠滤波器的滤波要求，但通常限制为奈奎斯特区的~75%（采样速率的一半）。

图3.采用GSPS ADC的单次下变频至高中频

在需要最高瞬时带宽且可能以CNR形式放弃性能的系统中，可能需要使用图4所示的信号链。该信号链采用I/Q混频器HMC8191，其镜像抑制性能为~25 dBc。在这种情况下，镜像抑制受到I和Q输出通道之间的幅度和相位平衡的限制。这是该信号链在没有更先进的正交纠错技术（QEC）的情况下的限制因素。信号链性能汇总如表1所示。值得注意的是，NF 和 IP3 性能与其他选项相似，但功率/GHz 指标是三者中最低的，并且大小对于任何时刻可以使用的带宽量同样是最佳的。

图4.通过I/Q混频器和GSPS ADC直接转换。

下表显示了此处给出的三个接收选项，但应该注意的是，此列表并不意味着所有可能选项的全面细分。给出此摘要概述是为了显示各种信号链选项之间的差异。在任何给定系统中，最终的最佳信号链可以是所示的三种方法之一，也可以是其中任何一种的混合方法。

	高中频，带国际 TRx	采用 GSPS ADC 的高中频	直接转换
数字化	AD9371	AD9208	AD9208 （双通道）
瞬时带宽	100兆赫	1千兆赫	2千兆赫
净值 （分贝）	2.5	2.3	2.3
IIP3 （分贝）	–19	–20	–20
最大引脚 （dBm）	–38	–40	–41
其他杂散（HD2、HD3、MxN）	65分贝	73分贝	45分贝
镜像抑制 （dBc）	75	80	25
过滤难度	低	中等	低
功率 （W）	2.9	4.1	6.1
功率/千兆赫 （瓦/千兆赫）	29	4.1	3.05
包装尺寸（毫米2)	300	510	580

此外，即使只显示了接收器侧的故障，发射器信号链也存在许多类似的权衡。通常，当系统从超外差风格架构转向直接转换风格架构时，需要在带宽和性能之间进行权衡。

数据接口

一旦数据被ADC或收发器数字化，就必须通过数字接口传递，由系统进行处理。上述所有数字化仪均采用高速JESD204b标准，该标准从数据转换器获取位并将其打包成帧，以便在少量走线上传输。来自芯片的数据速率将根据系统要求而变化，但所有上述器件都具有数字抽取和频移功能，以适应各种数据速率，以适应不同的系统要求。该规范允许JESD204b通道上高达12.5 GSPS的速度，这在传输大量数据的高带宽系统中得到了充分利用。有关这些接口的详细说明，请参见AD9208和AD9371的数据手册。此外，FPGA的选择必须考虑到这个接口。来自赛灵思和 Altera 等供应商的许多 FPGA 以及其他供应商现在都采用该标准到其部件中，以便与这些数据转换器轻松集成。

结论

所示分析分解了各种权衡，并给出了适用于在Ka波段运行的卫星通信系统的信号链的具体示例。该架构提供了多种架构选项，包括利用集成收发器AD9371的单次转换至高中频，使用GSPS ADC代替集成收发器以增加瞬时带宽的类似架构，以及增加带宽但代价是降低镜像抑制性能的直接变频架构。所示的信号链可以直接使用，但可作为设计过程的起点。根据系统级应用的不同，会出现不同的要求，并且可能会有一条清晰的路径，使一个信号链优于另一个信号链。

审核编辑：郭婷