详解高压悬浮驱动电路IR2110的特点及拓展应用技术

0 引言

功率变换装置中的功率开关器件，根据主电路的不同，一般可采用直接驱动和隔离驱动两种方式。其中隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种。光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但同时存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅有几十kHz。

电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，dv／dt共模干扰抑制能力强等特点。但信号的最大传输宽度有受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50％。同时信号的最小宽度也要受磁化电流的限制。同时脉冲变压器体积也大，而且笨重，工艺复杂。

凡是隔离驱动方式，每路驱动都需要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，因而增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，现已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840／841、EXB850／851、M57959L／AL、M57962L／AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，而光耦隔离仍受到上述缺点的限制。

而美国IR公司生产的IR2110驱动器则兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。

1 IR2110的结构特点

IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制造，DIP14脚封装。该器件具有独立的低端和高端输入通道。其悬浮电源采用自举电路，高端工作电压可达500 V，dV／dt=±50 Wns，15 V下的静态功耗仅116 mW。IR2110的输出端f脚3，即功率器件的栅极驱动电压）电压范围为10～20 V，逻辑电源电压范围（脚9）为5～15 V，可方便地与TTL、CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5 V的偏移量；此外，该器件的工作频率可达500 kHz，而且开通、关断延迟小（分别为120 ns和94 ns），图腾柱输出峰值电流为2 A。

IR2110的内部功能框图如图1所示。由图可见，它由逻辑输入、电平平移及输出保护三个部分组成。IR2110可以为装置的设计带来许多方便，尤其是高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数目。

2自举元器件的选择

图2所示是基于IR2110的半桥驱动电路。其中的自举二极管VD1和电容C1是IR2110在大功率脉宽调制放大器应用时需要严格挑的元器件，应根据一定的规则进行计算分析。在电路实验时，还要进行一些调整，以使电路工作在最佳状态。

2.1 自举电容的设计

IGBT和PM（POWER MOSFET）具有相似的门极特性，它们在开通时都需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在器件开通后，自举电容两端的电压比器件充分导通所需要的电压（10 V，高压侧锁定电压为8.7／8.3 V）要高，而且在自举电容充电路径上有1.5 V的压降（包括VD1的正向压降），同时假定有1／2的栅电压（栅极门槛电压VTH通常3～5 V）因泄漏电流引起电压降。那么，此时对应的自举电容可用下式表示：

例如IRF2807充分导通时所需要的栅电荷Qg为160 nC（可由IRF2807电特性表查得），Vcc为15V，那么有：

这样C1约为0.1 μF，设计中即可选取C1为0.22μF或更大，且耐压大于35 V的独石电容。

2.2悬浮驱动的最宽导通时间ton（max）确定

当最长的导通时间结束时，功率器件的门极电压Vgs仍必须足够高，即必须满足式（1）的约束关系。对于MOSEFT，因为绝缘门极输入阻抗比较高，假如栅电容（Cgs）充电后，在Vcc为15 V时有15μA的漏电流（IgQs）从C1中抽取，若仍以本文的自举电容设计的参数为例，Qg=160 nC，△U=Vcc-10-1.5=3.5 V，Qavail=△UC=3.5x0.22=0.77μC。则过剩电荷△Q=0.77-0.16=0.61 μC，△Uc=△Q／C=0.61／0.22=2.77 V，因此可得Uc=10+2.77=12.77 V。由U=Uc及栅极输入阻抗R为1 MΩ，即可求出t（即ton（max）为：

2.3悬浮驱动的最窄导通时间ton（min）确定

在自举电容的充电路径上，分布电感将会影响充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够有足够的电荷，以满足Gge所需要的电荷量加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ton（min）考虑，自举电容应足够小。

实际上，在选择自举电容大小时，应当综合考虑，既不能大到影响窄脉冲的驱动性能，但也不能太小。

2.4 自举二极管的选择

自举二极管是一个重要的自举器件。它应在高端器件开通时能阻断直流干线上的高压，并且应当是快恢复二极管，以减小从自举电容向电源Vcc的回馈电荷。二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。

如果电容需要长期贮存电荷，则高温反向漏电流十分重要。二极管耐压选择可按后级功率MOSEFT管的要求来定，其最大反向恢复时间trr要小于等于100 ns，二极管所承受的电流IF=Qbsf。

3 IR2110的扩展应用

3.1 高压侧悬浮驱动的自举原理

在图2所示的IR2110用于驱动半桥的电路图中，C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间，C1已充到足够的电压（Vc1≈Vcc）。那么，HIN为高电平时VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1、Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，从而使Cgc1被充电。

此时，VC1可等效为一个电压源。而当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，使S1关断。然后经短暂的死区时间（td）之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，并迅速为C1补充能量，并如此循环反复。

由此可知，自举电路必须在IR2110输人信号不断的高低电平变化中，且自举电容反复充、放电时，才能起到正常的自举作用，而当IR2110的输人信号是直流电平信号时，自举电容将不能完成电荷的储存，即不能得到正常的充电，因此也不能为高端二极管提供驱动信号。如果不解决IR2110此功能的不足，则当电机负载实际工作在占空比为1，负载两端电压为零时，电机将停止工作；同时也会给功率开关管带来很大的电流变化率，从而影响功率管的使用寿命和长期可靠性。因此，在工作中应采取下面两种技术措施。

（1）输入幅度鉴别电路的应用

为了克服上述不足，可在工作中设计输入幅度鉴别电路，其电路如图3所示。该电路不仅可保证在输入信号的线性区内，输出调宽方波信号，而且，当输入信号在线性区外时，电路也可以输出固定的占空比信号，这样，即可保证电机在线性区外也能正常转动，同时也保证了输出负载电流不会产生大的突变。

（2）电荷泵电路

当电路输入100％占空比信号时，其核心振荡电路CD4093将产生一定频率的方波信号。当此方波信号为低电平时，功率电源+Vs通过D5给储能电容C3充电；而当此方波信号为高电平时，C3则通过D4给自举电容C2充电，以维持自举电容的能量，最终使电路在100％占空比输入信号时，由H桥输出100％的占空比信号，同时也保证输出电流的连续性。图4所示为电荷泵电路图。

3.2防直通导通延时电路

对H桥驱动电路上下桥臂功率晶体管加互补信号后，由于带载情况下，晶体管的关断时间通常比开通时间长，这样，当下桥臂晶体管未及时关断而上桥臂抢先开通时，就会出现所谓“桥臂直通”故障。这样会使桥臂直通时电流迅速变大，从而造成功率开关损坏。所以设置导通延时及死区时间必不可少。

IR2110具有一定的死区时间，其大小为10 ns且不可外调，而实际使用中，MOSEFT管的关断时间比开通时间有时还要比10ns大，此时就需要外加延时电路来加大死区时间，以防止电路直通，图5给出了一种导通延时电路及其波形。

导通延时也可以通过RC时间常数来设置。对GTR，可按0.2μs／A来设置；而对MOSFET，则可按0.1～0.2μs来设计，且与电流无关；IGBT可按2～5μs来设计。假如GTR的f为5 kHz旦双极性工作，调宽区域为T／2=1／10=0.1 ms，此时若I为100 A，则△t=0.2×100=20μs。这样PWM调制分辨率的最大可能性为：

这说明死区时间占据了调制周期的1／5，显然是不可行的。所以，对于100 A的电机系统，GTR的开关频率必须低于5 kHz。例如，2 kHz以下，此时的分辨率可达12.5左右。

4结束语

IR2110是一种性能比较优良的驱动集成电路，它的自举悬浮驱动电源可同时驱动同一桥臂的上、下两个开关器件，驱动电压高达500 V，工作频率为500 kHz，并具有电源欠压保护关断逻辑。IR2110的输出用图腾柱结构，驱动峰值电流为2 A，同时两通道还设有低压延时封锁（50ns）。

此外，芯片还有一个封锁两路输出的保护端SD，在SD输入高电平时，两路输出均被封锁。IR2110的这些优点给实际系统设计带来了极大方便，特别是自举悬浮驱动电源大大简化了驱动电源设计，因为只用一路电源即可完成上下桥臂两个功率开关器件的驱动。但与其它驱动集成电路相比，IR2110的保护功能略显不足，死区时间不可外调；电路工作在100％占空比信号输入时，也需要外接电荷泵电路来维持自举电容的足够能量。不过这些不足在实际应用中都可以通过本文所述的拓展应用电路来进行完善和补充。

编辑：jq