PCB传输线的损耗情况怎么样

本文深入介绍了PCB传输线路的损耗问题。我们将讨论导体损耗，信号走线电阻，介质损耗，电介质的损耗角正切/耗散因数以及总插入损耗。

In我们之前的PCB传输线系列，我们为您提供了传输线的特征阻抗：

其中：

R =每单位长度线路导体的电阻（pul）
L =线路导体的电感线圈pul
G =信号和返回路径之间的电导（由于介电材料）pul
C =信号和返回路径之间的电容pul（它随着电介质的Dk而增加）

对于均匀的传输线， R，L，G，C在其上的每个点都是相同的，因此Zc在传输线上的每个点都具有相同的值。

对于频率行进的正弦信号在线的方向上，各点和时间的电压和电流表达式都是giv en by：

其中α和β是的实部和虚部，由下式给出：

在我们感兴趣的频率，R <<ωL和G <<ωC，所以：

And：

这样：

这代表一个波长以每单位长度传播延迟传播，并随着沿线传播而衰减。

长度为l的传输线的信号衰减系数为：

衰减或信号损耗因子通常用dB表示。

这样dB损耗与线路长度成正比。因此，我们可以将上述单位长度的dB损失表示为：

我们通常省略减号，请记住它是一个dB损耗 - 总是从信号强度中减去dB。

以上也称为传输线每单位长度的总插入损耗，写为：

现在R/Z0组分的损耗与R成正比，每单位长度的电阻称为导体损耗，这是由于形成传输线的导体的电阻。它由'alfa'C表示。 GZ0部分损耗与G - 电介质材料的电导成正比，称为介电损耗 - 用'alfa'd表示。

导体损失

其中R是每英寸导体的电阻。

现在PCB传输线中有两根导线 - 信号走线和返回路径。

通常返回路径是平面，但返回电流不均匀分布在平面上 - 我们可以证明大部分电流集中在宽度为宽度的三倍宽度的条带上。信号跟踪和信号跟踪下方。

可以近似：

这样：

信号走线电阻

信号走线的整个横截面积平均参与信号电流？答案是：并非总是如此 - 它取决于信号的频率。

在非常低的频率 - 直到大约1 MHz，我们可以假设整个导体参与信号电流，因此Rsigis相同作为信号轨迹的'alfa'C电阻，即：

其中：

ρ=铜电阻，单位为欧姆 - 英寸

W =以英寸为单位的迹线宽度（例如：5密耳，即。 0.005英寸50欧姆的痕迹）
T =以英寸为单位的迹线厚度（通常为½盎司至10盎司，即0.0007“至0.0014”）

例如，对于5密耳宽的迹线：

出于我们的目的，我们对频率为f的A/C电阻感兴趣。在这里，皮肤效果进入了画面。根据趋肤效应，频率f处的电流仅传播到称为导体趋肤深度的某个深度，即：

下表给出了不同频率下趋肤深度的值：

我们从上面看到4 MH ，表皮深度等于1盎司铜厚度，在15 MHz时，它等于½盎司铜厚度。超过15 MHz时，信号电流仅在深度小于0.7 mil时传播，并且随着频率的增加而不断减小。

由于我们关注的是高频行为，我们可以放心地假设T是在我们感兴趣的频率上大于皮肤深度，因此我们将使用皮肤深度而不是在信号阻力公式中使用T.所以我们现在有：

我们使用2δ而不是δ，因为电流使用导体的所有外围 - 技术上2W可以用2代替（ W + T）。

返回信号沿最靠近信号轨迹的表面仅沿一个厚度δ传播，其电阻可近似为：

由于导体上的铜表面粗糙度导致的导体损耗增加 - 电介质界面：

重要的是要知道在电路板中，“铜导体 - 介电界面”从不光滑（如果光滑，铜导体很容易从介电表面剥离）;它被粗糙化成齿状结构，以增加电路板上导体的剥离强度。

对于典型的覆铜层压板，界面看起来像：

其中：

hz =牙齿的峰高峰值

hz是衡量表面粗糙度。

通常，hz从一种箔类型到另一种箔类型不同，典型值为：

如果粗糙度hz小于趋肤深度（在非常高的频率下就是这种情况），这将导致额外的导体损耗。我们通过制作具有不同hz的不同箔的测试电路板来实验观察到这种增加。

我们发现VLF箔的损耗低于通常的HTE箔的情况。

对于频率大于1 GHz的射频/微波电路板，由于粗糙度造成的这些导体损耗在长信号线上会变得很明显。

低频，它仍然是：

对R使用上面的等式中的较高者。

在高频率下：

如果f为GHz，W和T为mils，我们得到：

让我们计算它为5密耳，1盎司，50欧姆和4密耳，0.5盎司和50欧姆线：

需要注意的重要一点是，在频率大于50 MHz时，导体损耗与频率的平方根成正比：

预测铜粗糙引起的额外损失并不容易 - 不存在简单的公式。

介电损耗

如前所述，这是传输线中每单位长度dB的介质损耗：

其中：

G =介电材料的电导率

Z0 =传输线的阻抗约为√L/C

PCB介电材料的两个特性：
1。介电常数 - Dk或Er - 也称为相对介电常数。
2。耗散因子 - Df - 也称为tanδ。

PCB材料制造商发布了Er和Df的值。

现在我们将找到G和Er，Df之间的关系。

电介质的损耗角正切/耗散因子

我们可以将两个导体之间的介电层建模为电导G并联电容C：

该导体上的A/C电压和频率电流为：

IG是通过G的电流，IC是通过电容器的电流。

tanδ也称为耗散因子Df≡tanδ。

如果σ是介电材料的有效导电率，那么：

已经通过实验观察到tanδ或Df随频率变化很小，并且可以被认为是与所有实际目的无关的频率值：

上述等式表明电导率σ，因此电介质的电导G随频率增加。这是你可以期望的频率越高，电介质偶极子的机械运动中的热耗散越大，它们与电介质上的交变电场对准。 （我们称之为'阻尼振动偶极矩'。）

我们现在有：

回想一下√LC给出传输线的每单位长度传播延迟 - Pd - 。

现在我们有：

因此，我们得到：

我们从上面看到电介质损耗与频率成正比。

为了了解它的大小，让我们考虑一下PCB材料Isola 370HR和I-Speed以及I-Meta：

总插入损耗

导体损耗的总和 - 'alfa'C - 和介电损耗： 'alfa'd。

我们衡量损失的价值。 （分别测量导体和介电损耗并不容易。）

如果我们测量不同频率（例如从1 GHz到10 GHz）的正弦信号的插入损耗，我们可以使用上面的公式来将两种类型的损失分开：

如果我们现在绘制'alfa'ins/√fvs√f，我们期望一个线性图，从中我们可以确定A1和A2。

继续阅读PCB传输线：

- 什么是PCB传输线？

- 信号速度和传播延迟PCB传输线

- PCB传输线：临界长度，受控阻抗和上升/下降时间

- 如何分析PCB传输线

- 阻抗PCB传输线中的不连续性和信号反射