增强电源设计中PFC段性能的方法

　　大多数的现代电源都要求从输入线路所吸收的电流包含谐波含量。实际上，规范标准要求线路电流接近正弦波形，而且相位与线路电压同相。为此，通常在桥电路与大电容之间插入所谓的PFC预稳压器。这个中间段设计输出恒定的直流电压，同时从输入线路吸收正弦电流。PFC段通常采用升压配置，要求输出电压比线路可能最高的电压电平都要高。这就是为什么欧洲或是通用主电源输入条件下输出稳压电平普遍设定在约390V的原因。

　　对于较低功率的应用而言，临界导电模式(CrM)(也称作边界、边界线甚至是瞬态导电模式)通常是首选的控制技术。本文将说明解决这种问题的方法。PFC段一个更加常见的问题是通常发生在启动时的大电流过冲，而不论采用的是何种控制技术。

　　临界导电模式工作

　　临界导电模式(CrM)工作是低功率应用中最常见的解决方案。这种控制方法可以采用可变频率控制原理来描述特征，即电感电流先上升至所需线路电流的2倍，然后下降至零，接着再上升至正电流，期间没有死区时间(dead-time)，如图1所示。这种控制方法需要电路精确地检测电感的磁芯复位。

　　图1 临界导电模式工作

　　零电流检测

　　确定退磁完成的常见解决方案在于感测电感电压，更具体地说，就是检测电感电压何时降至零。监测线圈电压并非经济的解决方案。相反，这升压电感与小型绕组相关，这绕组(称作“零电压检测器”或ZCD绕组)提供了电感电压的一个缩小版本，能够用于控制器上，如图2所示。ZCD绕组采用耦合形式，因而它在MOSFET导电时间(反激配置)期间呈现出负电压，如图3中所示。这绕组提供：

　　VAUX=-NVIN，当MOSFET导通时;

　　VAUX=N(VOUT-VIN)，当MOSFET开路时。

　　其中，N是辅助绕组与主绕组之间的匝数比。

　　图2 NCP1607驱动的应用段典型应用示意图

　　当ZCD电压(VAUX)开始下降时线圈电流会达到零。许多CrM控制器内部比较VAUX与接近0V的ZCD参考电压，检测出下降沿，并准时启动下一个驱动信号。为了实现强固的工作，应用了磁滞机制，并实际上产生较高的(upper)阈值(VAUX上升时有效)及较低的(lower)阈值(VAUX下降时有效)。出于不同原因(如安森美半导体NCP1607 PFC控制器中的ZCD引脚的多功能性)，在大多数商用器件中这些阈值都相对较高(在1V及2V之间)。

　　例如，NCP1607数据表中可以发现下述的ZCD阈值规范(引脚5是监测ZCD信号的电路)。

　　Vpin5上升：最低值为2.1V，典型值为2.3V，最大值为2.5V;

　　Vpin5下降：最低值为1.5V，典型值为1.6V，最大值为1.8V。

　　要恰当地检测零电流，VAUX信号必须高于较高的阈值。

　　图3 波形

　　极高输入线路时的不精确零电流检测

　　图4及图5显示出在高线路时会面对的一个问题。VAUX电压在退磁相位期间较小，而这时Vin较高，因为VAUX与输出输入电压差成正比VAUX=N(VOUT-VIN)。此外，如图4所示，输入电压在开关频率呈现出交流含量。因此，VAUX波形并不平坦，相反，它还包含纹波。在低线路时，这纹波可以忽略不计。在高线路时，VAUX幅度在退磁相位期间较小。因此，这些振荡可能大到足以导致过早检测电感磁芯复位。事实上，如图4和图5所示的那样，零电流检测的精度降低了。

　　图4 不精确零电流检测导致的不稳定性

　　图5 连续导电模式工作

　　图4显示出现不稳定性问题时高输入线路(正弦波顶端，此处Vin约为380V)下的VAUX电压。我们可以看到MOSFET关闭时，VAUX电压轻微跃升至高于ZCD阈值。由于其大纹波的缘故，在退磁相位期间，VAUX电压首先增加，然后下降。由于在某些开关周期的末段VAUX接近ZCD阈值，这VAUX电压下降导致零电压比较器在电感磁芯完全复位前就翻转(trip)。图5证实了这一论断。有时，升压二极管仍在导电时，PFC段开始新的周期。这个现象主要导致线路电流失真(见红色迹线)、功率因数退化，并可能有一些频率处在人耳可听到的噪声。