功率MOSFET管Rds负温度系数对负载开关设计有什么影响

摘要： 本文论述了功率MOSFET管导通电阻的正温度系数和负温度系数的双重特性以及相对应的VGS的转折电压，功率MOSFET管在开通和关断时要跨越这两个区域的工作过程。说明了负载开关电路通过延长米勒平台的时间来限制输入浪涌电流的工作特点，分析了由于米勒平台工作于负温度系数区域，产生的开关损耗导致局部热不平衡从而形成局部热点的原因，并给出了局部热点损坏的显微图片。通过相应的实验表明：减小输出电容，提高功率MOS管的散热能力（更大的封装），选用低阈值电压，可以提高系统的可靠性，最后，文中给出了详细的相关的实验结果和波形。

关键词： 浪涌电流，温度系数，局部热点，米勒平台，负载开关

标准的教材和资料都论述到，功率MOSFET管的导通电阻具有正的温度系数，能够自动均流，因此可以并联工作，事实上，从MOSFET的数据表的传输特性，可以看到，25℃和175℃的VGS电压和ID电流值有一个交点，此交点的VGS为转折电压，在VGS转折电压以下的部分， RDS为负温度系数，而在VGS转折电压以上的部分，RDS为正温度系数，这样的特性要求在设计过程中，要特别考虑VGS在转折电压以下工作区域。

在LCDTV及笔记本电脑的主板上，不同电压的多路的电源在做时序的切换；此外，这些电源通常后面带有较大的电容，在限制电容在充电的过程中产生的浪涌电流，以保护后面所带的负载芯片的安全。因此，在这些不同电压的多路的电源主回路中通常插入由功率MOSFET管分立元件组成的负载开关电路。注意到，在这个电路中，功率MOSFET管有很长的一段时间工作于VGS转折电压以下的RDS为负温度系数的区域，因此要优化相关外围电路元件参数的选择。

1、分立元件组成的负载开关电路及工作原理

图1(a)中，当Q2导通时，VIN通过C1、R2充电，然后VGS的电压即C1的电压降低，当降低到功率MOSFET管的阈值电压时，MOSFET开通，ID电流从0增加，VGS增加到米勒平台电压时，保持不变，此时，ID电流也保持不变，一段时间后，米勒电容的电荷放电完成，然后反向充电，VGS增加，此时功率MOSFET管基本完全导通，然后VDS缓慢的随VGS增加降到最小值。Q2关断时，C1通过R1、D1放电，过程和上述的充电基本相同。

图1(b)中，开通过程中，充电回路为C1、R2//R1，放电回路为C1、R1。图1(a )的充放电的电阻是独立的，因此可以比较方便的选择相关的值，图1(b)中，充电回路的电阻为R2和R1并联值，因此参数的计算在复杂一些，图1(b)中主要应用于高的输入电压值，通过R1和R2分压设定最大的G极电压值。

(a) 带二极管 (b) 不带二极管

图1：分立元件组成的负载开关电路原理图

2 、负温度系数分局部过热

在开通过程中，VGS的电压从阈值电压增加到米勒平台电压的时间与G极的充电电流、输入电容相关，米勒平台的时间和与G极的充电电流、米勒电容相关。这两个时间段内都会产生开关损耗，导致功率MOSFET管的温度升高，基于图1(a )的电路所测试的波形如图2所示，所用MOSFET管为AO4407A。

图2：负载开关电路开通波形

AO4407A的阈值电压到米勒平台电压的时间为2.5 ms，米勒Miller平台电压的时间约为21ms，在这种控制输入的浪涌电流的应用中，要求功率MOSFET管有相当长的一段时间内工作于放大区，也就是从导通到米勒平台结束的时间内，功率MOSFET管都工作于放大区。

从功率MOSFET管的传输特性和温度对其传输特性的影响，VGS有一个转折电压，在开通的过程中，RDS从负温度系数区域向正温度系数区域跨越，而在关断过程中，RDS从正温度系数区域向负温度系数区域跨，事实上，在功率MOSFET管内部，由大量的晶胞并联而成，各个晶胞单元的RDS在开关过程中，动态的跨越负温度系数区域的时候，会产生局部过热。当某个区域单元的温度较高时，其导通压降降低，周边的电流都会汇聚在这个区域，产生电流的涌聚，也就产生部分区域热点。一些大电流的应用要求小的导通电阻，MOSFET管的晶胞单元密度高，各个单元的距离更小，另外，由于硅片单元特性及结构不一致性、封装时硅片与框架焊接结面局部的空隙，容易形成的局部的大电流的单元，即热点，其自身的温度增加，同时也使其邻近的单元的温度增加。

从AO4407A的数据表，转折电压电压大于5V，在转折点处，器件的增益和温度无关，温度系数为0，AO4407A用于负载开关，从图2可以看到，米勒平台电压约为3V，低于5V，这表明：功率MOSFET强迫工作于线性模式即放大区时，其RDS工作于负温度系数区。

当内部产生热不平衡时，局部的温度高，导致这些区域的VGS降低，而流过这些区域单元的电流却进一步增加，功耗增加，温度又进一步上升。其温度上升取决于功率脉冲电流的持续时间、散热条件和功率MOSFET单元的设计特性，热失衡导致大的电流集中到一个局部区域，形成熔丝效应，产生局部热点，最后导致这些区域的单元的栅极失控，功率MOSFET内部寄生的三极导通，从而损坏器件。局部热点损坏的显微图如图3所示。

图3：局部热点损坏的显微图

3、 设计参数优化及器件选择

3.1、封装及热阻的影响

基于图1(a)中的电路图，以AO4407A和AOD413A做对比实验，输入电压为12V，两个元件的参数如表1所示。AO4407A的封装为SO8，AOD413A封装为TO252，明显的，AOD413A的封装体积大，其热阻小，允许耗散的功率大。图1中C1=0.1 uF，C2=0.1uF，R2=100K，注意到C1远大于两个元件的输入电容，C2远大于两个元件的米勒电容，因此在电路中，元件本身的输入电容和米勒电容可以忽略，如果外部的元件参数相同，在电路中用AO4407A和AOD413A，两者基本上具有相同的米勒平台的时间，如图4(a) 和图4(b)所示。

表1：AO4407A和AOD413A参数

为了对比AOD413A 和AO4407A抗热冲击的能力，延长米勒平台的时间，到2.5S，即将R2的电阻增大到910K，C2电容增大到3.1uF，在此条件下做对比实验，AO4407A的电路开关1、2次，AO4407A就损坏了，而AOD413A的电路多次的开关，AOD413A仍然可以正常的工作。因为AOD413A具有较低的热阻25°C/W和较大的耗散功率，因此，在较长的米勒平台的时间内产生的热量可以充分的消散，局部过热产生的热不平衡的影响减小。AO4407A的热阻为40°C/W。注意到，G极的串联电阻和米勒电容增加，除了米勒平台的时间增加，同时，输入浪涌电流的峰值也大幅度的降低，从应用的角度来说，，输入浪涌电流的峰值越小，对后面的系统的冲击就越小，但带来的问题是，功率MOS管的热损耗增加，也增大了损坏的可能性。实验波形如图4(c) 和图4(d)所示。

3.2 、阈值电压的影响

通常，对于功率MOS管，不同的阈值电压对应于不同的转折电压，阈值电压越低，那么转折电压也越低。选用AO4403和AO4407A作对比实验，它们的封装SO8相同，阈值电压不同，两个MOSFET管具体的参数见表二所示。

表2：AO4407A和AO4403参数

输入电压为12V，R2=100K/C2=1uF，可以看到两者具有相同的浪涌电流2.7A，AO4403的米勒平台时间约为124ms，米勒平台电压为-1V；AO4407A的米勒平台时间约为164ms，米勒平台电压为-3.6V。因此，同样的外部参数，AO4403由于具有低的阈值电压，因此，米勒平台时间要短，开通过程中产生的损耗减小，从而减小系统的热不平衡，提高系统的可靠性。实验波形如图4(e) 和图4(f)所示。

图4：不同电路参数的波形

基于电路图1(b)进一步做实验，输入电压12V，使用AO4449，取R1=47K/R2=15K，对应于不同的C1和C~O~的实验结果如表3所示。

表3：电路图1(b)的实验结果

从表中可以看到：输出的电容越大，浪涌电流越大，为了达到同样限定的浪涌电流值，使用的C1的电容值越大。C1越大，浪涌电流越小，但消耗的功率增加，功率MOSFET管的温升增加，在MOSFET管内部晶胞单元的热不平衡越大，也越容易损坏。

3.3、PCB布局

实际设计的负载开关系统中常用表贴元件，为了尽可能的增强功率MOS管的散热性，对于PCB的布局，通常要采用如图5所示的方式，用大的铜皮铺在功率MOS管的S和D极，并打过孔。

图5：PCB布局

4 、 结论

（1）功率MOSFET管导通电阻的温度系数对应的VGS有一个转折电压，在转折电压以下，为负温度系数，无法自动平衡均流；在转折电压以上，为正温度系数，可以自动平衡均流。

（2）功率MOSFET管在开关的过程中要跨越正温度系数和负温度系数区，并在米勒平台处产生较大的开关损耗。

（3）负载开关电路通过增加米勒电容或输入电容延长米勒平台时间来抑止浪涌电流，电容值越大，浪涌电流越小，开关损耗越大，由于米勒平台处为负温度系数，因此也越容易形成局部的热点损坏。

（4）减小输出电容，提高功率MOSFET管的散热能力（更大的封装），选用低阈值电压，可以提高系统的可靠性。

本文发表于《电子技术应用》，2010.12