运放电路的稳定补偿

在学习化学时，为改变溶液的酸碱度，可采用酸碱中和的原理，也可采用中性水进行稀释的原理。这一思想在电学领域也经常使用，例如，工业电路中，大量使用电机，使电源负载呈感性，为提高电源或电网功率因数，常在变电房设置静态补偿电容，由电容提供感性负载所需的无功功率;在使用运放处理电信号时，经常出现异常的工作状态，为提高电路稳定性，也可采用补偿原理。本文列举一些常用处理方法。

 

 

图一 基本积分电路

对图一(a)电路施加阶跃矩形脉冲，如时间常数RC远大于输入脉宽，电容将缓慢充电，电容上电压以指数曲线上升，输出Uo与Ui近似成积分关系。实质上它是一个低通滤波器，也是一个交流分压器，对高频成份来说，容抗Xc很少，高频成份衰减至极小。无源积分电路受负载影响大，且阶跃响应曲线呈非线性，很难预算相关参数。为获得线性充放电曲线，可利用运放的虚断特性，将电容作为运放反馈元件，构成图一(b)所示的有源积分器。但实际运放都存在失调电压、失调电流及输入偏置电流，即使输入Ui=0，这些等效信号也会被积分放大，使有源积分器的输出电压，不断地向一个方向变化，产生积分漂移现象，甚至发生积分饱和。这一现象的本质是电容C对直流信号呈现几乎无穷大的容抗，放大倍数Xc/R1也无穷大，运放处于开环放大状态。为抑制积分漂移，常在电容两端并联一个电阻，如图二所示。

 

 

图二 实用积分电路

图二中的R3是积分电路的补偿电阻，相对储能元件C、L而言，电阻是个中性元件，对交、直流信号起同样作用，R3的直流负反馈作用，能有效抑制积分漂移和积分饱和。但对R3的选择是有严格要求的，首先，在信号频率作用下，R3的阻抗要远大于电容的容抗Xc,此时反馈支路阻抗Z=R3//Xc就近似等于Xc，可以忽略R3的存在;其次还要保证R3>>R1,以减小积分误差。

 

 

图三 基本微分电路

图三(a)是基本无源微分电路，时间常数RC远小于阶跃输入的矩形脉宽时，电阻两端输出正、负尖脉冲，分别对应矩形脉冲的上升沿和下降沿，是对矩形脉冲微分的结果。实质上它是一个高通滤波器，低频和直流成分被容抗所阻挡，而前后沿处的高频分量通过电容后，在电阻上合成尖脉冲。由于要求时间常数要小，电阻值比较小才能获得理想的微分关系，但电阻太小会影响输出幅度;同时无源微分电路受负载影响大，无法预估电路参数。一般使用图三(b) 所示的有源微分电路，以克服无源微分电路的缺点。微分电路实质是高通电路，从图三(b) 可以看岀，对于突变的输入Ui，突变处的高频分量， 电容相当于短路，容抗Xc=0，此时运放的交流增益R1/Xc为无穷大，有可能使运放饱和，并有可能使反馈电阻上的电压超出运放最大输出电压，有必要在R1两端并联补偿电容，以减小高频反馈阻抗，防止出现过大的交流增益，并抑制高频干扰信号，图四即为带补偿电容的微分电路。

 

 

图四 带补偿电容的微分电路

图四中的C1即为防止交流增益过大的补偿电容，此时反馈支路的阻抗Zf=Xc1//R1，对C1的要求是，在通过电容C的信号频率作用下，只要使C1容抗Xc1远大于R1,就可以忽略C1的影响，进行微分计算时，只用R1计算也可以保证足够的精度。为限制通过电容C的高频电流，进一步降低对高频分量和高频干扰的敏感性，在信号源内阻比较小时，可在电容前面串联一个电阻，以限制流过电容C的高频电流。同时，为防止可能出现的过高电压，可在反馈支路中再并联稳压二极管，以限制输出幅度，如图五所示。

 

 

图五 实用微分电路

图五中的R0即为电容C的高频限流电阻，在信号源内阻比较大时可不加，设计PCB时，可以预留R0位置，不需要时，用0阻值电阻短接;运放的反相输入端为虚地点，增加DZ1、DZ2可在正负两个方向限制瞬时过大的幅值。

运放实际使用时，在低频段常出现输出过冲，在高频段常出现振荡，以下作简要分析与处理。运放负反馈电路的本质是，通过反馈网络，使运放的正、反相输入端电位接近相等，输入差分信号Ud接近为零，运放线性放大Ud=Up-Un，即Uo=Aol*Ud，避免了运放进入饱和输出状态。其中的Aol为运放的开环放大倍数，它才是运放的本质属性参数，不会因外接反馈电路而改变 ，因此当负反馈回路存在延时环节时，会造成反相输入端电压Un的延迟和Ud变化的减慢，导致输出Uo出现过冲，过冲的电压使负反馈超调，运放又反向调节，同样由于延时环节的作用，出现了反向的过冲，从而形成了衰减振荡，也就是常说的振铃现象。

 

 

图六 运放电容性负载的补偿

图六(a) 所示反相比例电路，后接等效电容为CL的容性负载。由于电容两端电压不能突变，或者说电容会阻碍输出电压的变化，在运放输出电阻和CL共同作用下，造成了反相端输入电压Un的延迟变化，从而引起振铃。虽然电容上电压不能突变，但电流可以突变，电阻上的电压与电流同相，可以在负载电容前面加补偿电阻Rc，反馈电压从电阻前引出，就可补偿反馈电压的延迟变化，从而抑制振铃的产生。图六(b)中的Rc即为抑制振铃的补偿电阻。

如运放反相输入端因PCB布线、敷铜而引入了分布电容，也会引起振铃，其消除方法参考图七的说明。

 

 

图七 运放输入端电容的补偿

图七(a)中的Cn为反相端意外引入的等效电容，对输出信号Uo而言，Rf、Cn构成低通滤波器，造成了Un延迟变化，补偿办法是在Rf两端并联补偿电容Cf，如图七(b)所示。对Uo来说，Cf、R1又构成了高通滤波器，Cf是加速电容，补偿了Un的滞后效应。Cf的取值原则是Cf*Rf=R1*Cn，即Cf=R1/Rf*Cn;实际上，当测试发现振铃或振荡时，我们并不知道产生的具体原因，因此在设计PCB样板时，一般要预留补偿电容Cf的位置，开始先不焊接，如发生振动，经初步分析原因后，从小到大尝试添加皮法级电容，直至振铃、振荡消失。

正因为运放对反相输入端的电容很敏感，在构建有源滤波器时，一般都基于同相比例电路进行拓展。图8是常用的有源滤波器示例，供对照参考。

 

 

图八 有源低通滤波器

对于宽频带高速运放，高频信号增益仍然比较大，当运放内部等效RC延迟电路，使输出发生-180度相移时，负反馈会变成正反馈，加在反相端的反馈信号越强、反馈系数越大，则越容易发生高频振荡。如适当增大闭环增益，减小反馈系数，就能有效抑制高频振荡;换句话说，增大反馈电阻Rf是可以抑制振荡发生的，而Rf=0时，即运放接成跟随器形式是比较容易发生高频振荡的。因此，当跟随器应用于高频电路时，最好采用单位增益稳定型运放，如OPA602、OPA842等。

当线路已经发生高频振荡时，可采用图七(b)描述之方法，试着在Rf两端并联皮法级小电容，以消除振荡;对于通用型低速运放，一般不会发生高频振荡，因为信号中的高频成分会被衰减到几乎为零，只需关注反相端和输出端的等效电容，以防引起振铃，消除了振铃就可提高运放的输出精度。

审核编辑：汤梓红