基于微带Wilkinson功分器的功率合成电路的研究

随着半导体材料和工艺的不断发展，微波/毫米波功率半导体器件的输出功率量级越来越大， L 波段功率晶体管的脉冲功率已达千瓦量级; X波段功率砷化镓场效应管连续波达到几十瓦，脉冲功率达到500W。但限于半导体的物理特性，单个固态器件的输出功率仍是有限的。采用芯片合成、电路合成及空间合成等功率合成技术将多路固态器件输出功率进行同相叠加，是获得更高输出功率的有效途径之一。

1968年Josenhans最先提出芯片级功率合成的概念。随后， 20世纪70年代末期， Rucker先在X波段实现了多芯片的电路功率合成，再将其扩展到40 GHz。1999年， KohjiMatsunag、IkuoMiura和Naotaka lwata用MM IC多芯片合成技术，通过4个独立的MM IC设计制作了Ka频段的功放芯片，在26. 5～28. 5 GHz的频率范围内获得了3 W的连续波输出功率。

本文开展了基于微带W ilkinson功分器的功率合成电路的研究，实现了一种Ku波段的1 W 功率放大器。在卫星通信等应用中，所需的功率放大器的功率量级在数十瓦到数百瓦之间。显然，本文这种功率水平的放大器尚不能直接作为卫星通信等的功率放大器，但可以作为行波管等大功率放大器的驱动器而得到广泛应用。而作为2n 路功率合成的基础，本文所涉及的功率合成技术更可以为相关技术领域提供重要的参考价值。

1　总体结构与设计目标

本文采用的功率合成电路的原理框图如图1所示。图1中的WPD1是作为输入功率分配器的一个Wilkinson功分器，而WPD2是作为输出功率合成器的另一个W ilkinson功分器。他们的结构选用了本文首次提出的新型结构，并采用下面所述的同样的设计方法进行设计。图1中的SPS是Schiffman正交移相器。图1中的TGF2508 - SM是美国Triquint公司的Ku波段功率放大器芯片，其1 dB功率压缩点功率为28 dBm，小信号增益为25 dB，工作带宽为12～17 GHz。本文选用该器件作为两路功率合成的基础元件。理论上最高合成功率为31 dBm。本文的设计目标是尽可能利用TGF2508 - SM的带宽，实现尽量宽的频带，频带内合成效率大于70 %。为了这个目的，Wilkinson功分器和Schiffman正交移相器都必须具备与TGF2508 - SM相当的带宽。本文的下属研究实现了这个目标。

图1　本文实现的功率合成电路的原理框图

2　Wilkinson功分器的改进

图2大体示出了W ilkinson功分器的改进情况。

图2a是Wilkinson功分器的基本形式，由于两个输出端之间需连接一个隔离电阻，而这个电阻的体积很小，因此要求电路中的两段λ/4传输线之间的距离很近，造成相互之间的耦合，从而影响电路的带宽性质。由于基本形式的W ilkinson功分器的这些固有缺点，它在工作高于X频段的频率时，带宽等性能已经不能满足要求。图2b所示的改进型就是为避免基本型的上述缺点而提出的，但是，同样由于隔离电阻的原因，其两个输出端口之间的距离依然很近，不能避免相互之间的耦合。图2c所示的电路克服了上述缺点，但由于引入了更长的传输线段，因此带宽性能有所下降。

图2　WPD结构的演变

本文把图2b所示电路改进为图3a所示的电路。从而克服了上述基本型和改进型的上述缺点，同时保留了较好的宽带特性。该电路的微带布局如图3b所示。本文用ADS对上述电路进行模拟的结果示于图4，结果表明该电路在12～18 GHz内具有良好的3 dB分工器性能，满足了上面提出的设计目标。

图3　本文采用的Wilkinson功分器的原理图及微带结构

图4　Wilkinson功分器的ADS协同仿真结果

3　Schiffman正交移相器

本文还实现了功率合成所需的Ku波段正交移相器。本文采用的移相器类型为双Schiffman正交移相器。双Schiffman移相器具有比标准Schiffman移相器略小的带宽，但是对耦合系数的要求大大降低了。用ADS对双Schiffman正交移相器进行模拟的结果示于图5。由图5可知，两个输出段口之间的相位差在70°～95°之间。把最大相位差代入文献［ 9 ］中的公式：