使用微型电流互感器改善功率转换

与氮化镓和碳化硅一样重要的是让我们获得更快、更小的功率转换设备，无源元件（变压器）也取得了类似的进步。长期以来，更高的工作频率意味着更小的磁性元件和电容器，这仅仅是因为每个周期所需的能量存储量减少了。在总功率相同的情况下，每秒能量单位越多，所需的单位越小。

电流互感器用于电源中的控制、保护、检测或测量。电流模式控制需要测量峰值电流并做出相应的响应。保护通常与过流限制有关；检测是知道负载或电源正在使用电流；最后，在需要功耗时使用测量。

与其他传感方法相比，电流互感器具有许多优势。它们提供电流隔离，可轻松实现高侧感测；与电阻器相比，它们的功耗非常低，尤其是在大电流下；它们具有高输出信号，可提供更好的抗噪性；电路简单，无需运算放大器；单个初级可以集成到封装中；它们坚固而紧凑；它们是 SMT 就绪的。

图 1：电流互感器的等效电路。初级侧的串联元件用虚线表示它们没有显着影响。磁化电感和磁芯损耗显示在次级侧，因为在那里可以测量它们。在操作中，它们被反射并影响初级侧，但净影响是相同的：不理想的电流传输。

电流互感器现在可提供基于 EE5 和 EE4.4 磁芯（如 WE-CST 系列）的紧凑尺寸，具有许多标准匝数比。虽然常见的匝数比与较大的电流互感器相同，但小尺寸显着降低了绕组自电容，将工作频率范围扩展到兆赫兹区域，如图 2 所示。

图 2：图表显示了磁化电感、绕组自电容和磁芯尺寸如何影响电流互感器的工作频率范围。黑色 = 7492540100-EE13；红色 = 749251100-EE5；灰色 = 749252100-EE4.4；所有 1:100 匝数比，100Ω 负载，归一化输出电压。

图 3：励磁电流 (Iex)，即磁化电流 (Im) 和磁芯损耗电流 (Ic) 的矢量和，将电流从测量电流 (Is) 转移开。影响发生在初级侧，但我们无法在那里进行测量。串联二极管可防止复位电压出现在输出端。

图 4：压降是由增加通过绕组电阻 (V = IR) 的励磁电流产生的电压降造成的。

缺点是磁化电感较低，这会影响低端工作频率，在为应用选择部件时必须考虑。如图 3 所示，磁化电流 (I m ) 和磁芯损耗 (I c ) 结合形成励磁电流 (I ex )，将电流从负载电阻转移，用于将电流转换为电压以进行测量。这设置了低频限制。

除了由于励磁电流导致的输出略低于匝数比所指示的问题外，下垂也是一个考虑因素。在脉冲应用中，在脉冲开始时，励磁电流为 0 并随时间（脉冲持续时间）线性增加。这种增加的电流乘以绕组电阻会产生增加的电压降，从而降低输出；这称为下垂。使用电流互感器检测峰值电流时，下垂必须小于上升的峰值电流，否则无法检测到峰值。

由磁化电感和下垂引起的差异可以在图 5 中看到，该图显示了来自相同设置但使用两个系列电流互感器的波形。749251050 系列使用 EE5 内核，而 749252050 系列使用较小的 EE4.4 内核。次级电感为 500 µH min。对于较大的变压器和 205 µH min。对于较小的，均使用 1N4934 二极管和 20 Ω 的负载电阻。然而，较小变压器略低的输出可以通过负载电阻值的轻微调整（增加）轻松补偿，以完全匹配波形。

图 5：在不连续模式反激电路中相同工作条件下两种变压器尺寸的比较。中间轨迹是测得的电流。顶部轨迹是次级绕组两端的电压，按比例 (5 V/div) 显示复位脉冲。底部走线是栅极驱动。

图 6：使用各种二极管的复位响应。快速和超快速二极管（黑色 — 1N4934，trr = 200 ns，Vreset ≈ 12 V）提供平滑、及时的响应。齐纳二极管（红色 — 1N5245B，trr ≈ 600 ns，Vreset ≈ 14 V）具有更多延迟但受控电压。信号二极管（灰色 — 1N4148，trr = 4-8 ns，Vreset ≈ 21 V）速度快、噪声大、电压大，所有这些都会产生 EMI 噪声。（来源：伍尔特电子）

较大的复位脉冲源于 EE4.4 设计的较大漏电感。在该产品系列中，单匝初级模制在线圈架的底座中，将绕组彼此相邻放置，而不是放在更有利的同心位置。这导致更多的能量存储用于复位。

在更高的工作频率下，单极脉冲在开关电源中很常见，因此在下一个周期开始之前复位内核非常重要。这是由串联二极管引起的，需要快速 (t rr  < ~200 ns)、超快 (t rr  < ~50 ns) 或齐纳二极管以更精确地控制复位电压。软恢复是首选。

真正快速的信号二极管（如 1N4148）可能太快了，因为它们会产生更大的电压和更粗糙的边缘，这会导致 EMI 噪声。肖特基二极管可能受到额定电压的限制。几个二极管的响应如图 6 所示。应该注意的是，二极管是必要的，以防止负复位脉冲进入控制器，在那里它会损坏它。

电流互感器选择的三个简单步骤是：

确定匝数比

计算磁通密度或 Vµs 额定值

计算由磁化电流引起的误差

初始参数将由您的应用程序确定。

让我们使用：

控制器的最大电流信号（电压，  V S）：1 V

最大一次电流（我P）来衡量：5甲

工作频率 ( f ) 和最大占空比 ( DC )：500 kHz，0.45

负载电阻中的功耗 ( P Rb )：0.062 W (1/16 W)

根据给定的检测电压和功耗确定匝数比。

因此，通过组合，我们可以确定一个负载电阻（R b），

次级电流（I S），

最后，匝数比 (N P /N S )。

在计算 Vµs 额定值时，它需要小于变压器的额定值，后者基于峰值磁通密度 (B)、次级匝数 (N s ) 和磁芯横截面积 (A e )。请注意，制造商使用不同的 B 值来计算他们的伏时积。您应该瞄准一个低值，理想情况下小于 0.2 T。串联二极管的电压降 (V f ) 变化很大，在此处添加为 1 V，因为它增加了线圈两端的电压，这将影响通量等级。它不会影响检测电流或负载电压。

查看 EE4.4 尺寸系列的可用电流互感器列表，额定电流为 7 A、匝数比为 1:100 且额定 Vµs 为 28.8 的 749252100 很容易满足要求。

要找到磁化电流的误差，首先使用最大占空比 (DC) 和频率 (f)、负载电压 (V b )、串联二极管电压降 (V f ) 和次级电感 (大号米）。然后除以理想的传输次级电流 (I ST )，

其中 ，对于 749252100 变压器，L m = 820 µH 最小值。因为电感被指定为最小值，所以实际误差会更小。

如果精度不够，不使用更大变压器的简单解决方案是通过按比例增加负载电阻来补偿——在本例中为 21 Ω。这不会显着影响功耗或所需的 Vµs。

微型表面贴装电流互感器（例如 WE-CST EE4.4 系列）现已推出，适用于您的高频 GaN 功率转换器。它们至少与检测电阻一样小、耗散的功率更少、在更高的电流下工作、提供电流隔离（这意味着在电路中的放置自由），并提供更强、更抗噪声的检测电压，而无需任何额外的电路，如运算放大器。输出可以轻松组合，甚至可以测量直流电流。

审核编辑：汤梓红