基于HVIC技术的可变速电机驱动设计

　　最新的HVIC(高压集成电路)技术使得大多数必需的反馈和保护器件可以制作在一个基片上，这样就可以在范围更大的市场和应用里，来实现成本低廉、结构紧凑的可变速驱动。

　　电机电流感测方法

　　变换器级和电机相电流的感测对电流模式控制是至关重要的，这种模式要求很高的精确度和线性度。这种感测对过流保护同样重要，因为过流保护要求响应速度要 快。要同时满足上述要求，加上独特的电流信号取样位置，就要求复杂的电路设计和信号处理。

　　实际上，电流信号可以通过与下列结点相连接而被取样：正或负DC总线、单IGBT相位脚、或电机相位超前，如图1所示。不管在哪个DC总线上取样的电流信号，都是所有IGBT相位脚电流的矢量和。

　　

　　图1 电路感测方法

　　在单个IGBT相位脚上对电流的取样看起来更容易操作了，但实际上却不能降低对载波频率取样处理的需求。到目前为止，最简单的、容易获得的电流信号来自于 电机的相位超前，信号内容仅是基本的变频电机电流。需要考虑的一个重要因素是，小的差分信号在几毫伏范围内，在600～1200V电压间变动。另外，由于 IGBT变换器相的作用，普通模式电压以最高10V/ns的dV/dt速率在-DC到+DC间变动。

　　HVIC：位准移动(Level shifting)

　　HVIC技术使得位准移动成为可能，即感测一个漂移在大的普通模式电压上的小差分电压，甚至在快速瞬变的时候。因此，快速而准确的电流感测在电机的相位超 前就可实现，从而可以减少硬件设计和信号处理的工作。具体的实现方法是将一个低侧接地CMOS电路和一个高侧浮动CMOS制作到一起，通过N或P沟道 LDMOS区域相隔离。LDMOS的作用是位准移动，目的是在低侧和高侧电路之间跨过高压栅来传递控制信号。位准移动电路不受高达50V/ns的快速瞬变 的影响，同样也不受来自于IGBT变换器典型的10V/ns噪声的干扰。

　　HVIC的线性相电流感测

　　电机电流是通过使用一个外部分流晶体管来感测的，HVIC可将小的差分电压(±250mV)通过一个精密电路转换为时间间隔，这个精密电路 的纹波去除功能有助于显示小的群延迟。时间间隔是快速瞬变的，会被带到输出端。这样就可以获得与测量电流相对应的模拟输出电压，以便与外部参考电压相比 较，最大采样率为40kSPS。对于频率高达20kHz的非对称PWM调制来讲，这个采样速率富富有余。20kHz时的最大延迟小于7.5s，对于被用来 IGBT保护的电流感测信号来说也够快了。图2是电流感测电路。

　　

　　图2 HVIC应用中线性相电流感测电路

　　IGBT保护

　　IGBT过流情况基本来说分三种模式：线间短路、故障接地和开关击穿。在考虑过流保护方案时，必须对两个重要因素作出评估：第一个是提供的过流保护的模式以及如何关断，另外一个就是控制架构。控制架构很大程度上影响着过流保护的方式和实施。

　　IGBT保护一般在硬件电路里实现，根据要保护的过流条件的模式，具体电路和过流感测器件的类型会有所不同。其原因在于，在每个过流模式中的路径和电流流 动是不一样的。图3a至3c显示了每个过流条件模式的典型电流流动，在主要功率电路里的电流流动及其路径取决于过流的模式。在开关击穿和线间短路条件下的 短路电流总是流向直流总线上的电容器。然而，故障接地电流通常从交流线输入，通过正直流总线和高侧IGBT，流向故障发生的接地点。没有电流流过总线电容 器。

　　

　　图3 IGBT过流保护的三种方式

　　保护电路也取决于控制架构。对于开关击穿和线间短路过流保护来说，常规的、非HVIC解决方案探测过流的方式是，跨过分路晶体管插入一个霍尔传感器或线性 光隔器件，与负直流总线相连。如果也需要故障接地保护的话，在交流线输入端或正直流总线必须放上另外一个霍尔效应漏电传感器。通过使用快速比较器可以实现 保护电路。

　　如果霍尔传感器位于电机的相输出，因为在线间短路条件下电流流动的正负极都存在，所以每个霍尔传感器都需要两个比较器。为了保护IGBT不受过流损害，必 须考虑总的关断传输延迟。在门驱动里装有光隔离器件，与光隔离器件和霍尔传感器有关的延迟时间一般大于2μs。所以，不管保护电路如何设计，这个延 迟时间都必须要加到电路延迟里去，才能满足IGBT短路时长的要求。

　　不用HVIC而用分立器件的替代方案是，在光门驱动第二侧装一个IGBT高端降饱和(de-saturation)电路。这样，当器件处于全开的状态时， 就可以探测到收集器和发射器的电压累加，如果这个电压超过限制就会关断有关的闸信号。分立方案要求必须有带参考电压的比较器，还要有高压二极管、晶体管和 电容器。

　　IGBT保护架构里还可以增加电路，在探测到过流时进行软关断SSD(Soft Shut Down)。SSD可以避免电路寄生电感在IGBT收集器和发射器间产生高峰值电压，这样也就可以保证短路时在RBSOA允许范围内更大的安全空间。在较 小的驱动里，设计者可能会需要一个缓冲器电路，这样在接近IGBT峰值时，跨过直流总线的一个高频电容器就会起作用。如果设计得好，SSD电路可以减少甚 至取消对缓冲器。然而，这需要另外一个快速光隔离器件，每个IGBT门驱动电路还需要带图腾柱(Totem Pole)缓冲器晶体管的软关断电路。

　　概括来讲，传统的IGBT保护技术需要体积大一些的霍尔传感器和光隔离器，这样无法降低系统的体积和成本，而且霍尔传感器还需要手工装配。另外，如果系统 需要SSD，为了配套，也就会再额外需要六个光隔离器和六个能软关机的缓冲器电路。这个解决方案十分复杂，也妨碍门驱动和保护电路的进一步集成。

　　三相门驱动的实现

　　一个单独的HVIC器件可以集成一个三相门驱动方案所需要的所有6个IGBT门驱动，同时还可将每个高侧和低侧输出端的IGBT高端降饱和保护和软关断特性集成到一起。表1对HVIC方案和传统的分立方案进行了比较。

　　

　　表1 HVIC方案和传统的分立方案对比

　　图4显示了带IGBT保护的一个HVIC三相门驱动的输出。在ON状态时，通过一个外部二极管感测IGBT收集器-发射器电压，可以探测到过流的发生。然 后将Vce与一个8V的临界电压进行比较，作为结果的信号会被过滤 1μs。这里还采用一个3μs消隐滤波器(blanking filter)，目的是移除IGBT开启时的末端电流。当探测到高端降饱和条件时，输出级立刻就进入高阻抗状态，SSD被激活，通过SSD的H/L针脚上 的75Ω的内部阻抗就可关断IGBT。SSD驱动保持该状态7μs，使得IGBT可以平稳地放电，也可加一个外部电阻来进一步控制放电 速率。

　　

　　图4 带IGBT高端降饱和保护和软关断功能的输出

　　通过SY_FLT I/O针脚，短路信息可以与其他的高侧或低侧驱动共享。一旦处于有效状态，这个信号就会冻结所有其他驱动的输出状态，而不管其输入情况如何。主驱动器也会冻结自己的状态，直至发生软关断。

　　当软关断完成时，SY_FLT信号就不再起作用，诊断信息就会通过FAULT/SD针脚被送到主MCU。主驱动器这时就会将FAULT/SD线切断，强迫关掉该区域内所有其他的驱动器，从而实现硬关断。故障信息就会送到主控制器进行诊断。

　　IGBT高端降饱和由一个监测收集器电压的外部高压二极管感测。该二极管一般由一个内部上拉电阻(PUR)加偏压，这个电阻与附近的电源线相连(VB或 VCC)。当晶体管处于ON时，二极管导通，电路里的电流由内部上拉电阻决定，上拉电阻一般都在100kΩ左右。

　　在DSH/L针脚提供主动式偏压结构，目的是降低IGBT处于OFF时流过二极管寄生电容和内部上拉电阻电流的噪声效应。DSH/L给VB/VCC提供相 应的主动式上拉，给VS/COM提供相应的下拉。当电压超过VDESAT临界电压的时候，专用偏压电路可以降低DSH/L针脚的阻抗。当IGBT处于完全 开启的时候，感测二极管变为顺偏，DSH/L针脚上的电压就下降了。这时，偏压电路不再起作用，目的是降低二极管的偏压电流。

　　完善控制方案

　　因此，不管是IGBT保护，还是ACPWM电机驱动的电机电流感测电路，都可以通过使用HVIC技术将门驱动、保护、感测功能集成到一起，从而得以大大简化。

　　为完善控制解决方案，在BiCMOS技术条件下，HVIC器件也可以在同一个硅片上实现模数功率变换控制功能，包括：脉宽调节器(PWM)、电压控制振荡器(VCO)、精准感测放大器和快速误差比较器功能。

　　奇数和偶数次谐波会影响效率、可靠性和性能，通过HVIC也可以实现滤波功能。共有两个级进行滤波，通过置入传输零点去除偶次谐波，然后以两倍同步频率对 第一级结果进行取样，从而去除奇次谐波。接下来的第三级，会产生PWM输出信号。最后，模拟重建使得可以与MCU或者DSP的转矩控制回路进行直接接口。