浅析共面波导效应对微带传输线的影响

1 引言

根据射频电路理论，“当信号连接线上所传输的信号的波长可与分立的电路元件的几何尺寸相比拟时，信号线上面电压和电流不再保持空间不变，必须把信号看做是传输的波。此时，低频时的基尔霍夫电压和电流定律都不再适用了，而要把导电线看成射频电路下的传输线。”简而言之，就是当电路在较高频率工作时( 即要传送的信号频率很高时) ，不能再把PCB 上器件引脚间的导线上所有点的电压电流看作是不变的，此时要把传输的信号看成是电磁波。因此，若要传输这个电磁波信号而又要尽可能小地减少信号的损失，那么应该使用传输线来传输，并且要在PCB 信号传输引脚之间进行阻抗匹配。

图1 是高频信号在2个不同元件之间传输时的示意图。从图1 可知，在信号传输过程中，如果PCB上信号传输线的特性阻抗值与这2 个元件的“电子阻抗”完全相匹配时，则传送信号的能量可以全部传送到接收端，这是理想状态。一般情况下，特性阻抗由于受到各种因素影响而不能做到完全匹配。当传输线不匹配或变化偏差过大时，信号在传输过程中将发生反射、散失、衰减或时间延迟等问题; 严重时，甚至会引起传输信号完全“失真”而接收不到原来的真实信号。

图1 元件间高频信号传输示意图

因此，在高频信号范围内进行信号传输时应充分注意传输线的特性阻抗匹配，否则，传送出去的信号或能量会反射或部分反射回来，造成一系列较严重的后果。由于阻抗失配造成的影响包括: 信号或能量无法完整传送出去，使传输线传送效率降低; 失配使部分传送能量以电磁波的形式辐射到空间，形成电磁辐射干扰，影响其他器件正常工作;反射回来的信号或能量将会干扰或抵消再次传送的信号或能量，这样循环往复形成恶性循环，严重时会使传送的信号完全丧失或完全失真。

综上，在射频电路设计时，阻抗匹配是一个非常重要的问题，如果阻抗匹配处理不好，小则影响射频电路的性能，严重时电路完全不能工作。文章所要讨论的共面波导效应就是在PCB 上影响传输线特性阻抗的一个容易被人忽略而又对特性阻抗影响较大的因素。

2 共面波导简介

共面波导是由Cheng P． Wen 所发明，它是一种支持电磁波在同一个平面上传播的结构，通常是在一个电介质的顶部传播。经典的共面波导是在同一个导电介质平面上，由一个导体把一对地平面分割开来所组成，如图2 所示。

在理想情况下，电介质的厚度是无限大的; 在实际情况中，只要满足电磁场在离开基底之前已经不再连续这一条件，就可以近似把这种结构认为是共面波导。如果在电介质的另外一边也加上地平面的话，那么就可以构成另外一种共面波导，被称之为有限地共面波导( FGCPW， finite ground-plane coplanarwaveguide) ，或者直接简单地称之为带地共面波导( GCPW) 。

(a) 共面波导横截面

（b）带地共面波导横截面

图2 共面波导与带地共面波导

共面波导的优点是有源器件可以像微带线那样贴在电路的上层; 更为重要的是它可以提供更高的频率响应( 100 GHz 或者更大) ，因为连接到共面波导不会在地平面引入任何寄生的不连续点。使用共面波导可以得到更高的隔离度，因为在各个射频通路之间都有射频地进行隔离。许多高隔离度的射频开关就是使用带地共面波导获得60 dB 或更高的隔离度。

共面波导可以通过使用保角变换法来进行静态分析。简言之，这种方法把PCB 的几何结构转换成另外一种结构，这种新的结构的特性使得对它的定量计算变得容易实现。

影响共面波导线特性阻抗的因素有: 电路板厚度H、线宽W、电路板介电常数εr、中间信号线与地间距S 以及铜厚t。在所有因素中，对阻抗影响最大的是间距S，S 越大，则对阻抗影响越小; S 越小，则对阻抗的影响越大。其他的影响因素近似与微带线相同，但是，共面波导阻抗的公式比微带线复杂许多，在此不做过多阐述。

3 带地共面波导效应对微带线的影响

在PCB 完成布线后，为了增强电路的抗干扰性能，大多数情况下，电路板设计者会对PCB 进行大面积的覆地。如果覆地处理较好，那么可以有很多好处，但是不注意的话，覆地也会带来很多问题，例如平板电容效应、螺旋电感效应以及文中所讨论的共面波导效应等负面影响。故在此侧重讨论共面波导效应对微带传输线的影响。微带线和共面波导模型如图3所示。

(a) 微带线

（b）共面波导

图3 微带线模型和带地共面波导模型

从图中可以看出，微带线和共面波导很相似，唯一的差别就是在传输信号的主线周围是否存在“地”。因此，如果在PCB 上已经设计好的微带线周围进行覆地的话，那么，微带传输线就可能变成共面波导。在相同PCB参数条件下，微带线与共面波导的特性阻抗是不一样的，共面波导的特性阻抗受“D1”( 如图3 中所示) 影响很大。

常规情况下，在PCB 上面的传输线通常是匹配到50 Ω，如果在设计完成以后再对整个板子进行大面积的覆地，而覆地距传输线又较近的话，就会产生共面波导效应，影响传输线的阻抗，从而影响传输线上信号的传输质量。例如，在铜厚t = 0． 018( 1 /2 盎司) 、板厚h = 1mm 的FR-4 介质板( 介电常数为4． 6)上，利用微带传输线设计阻抗为50 Ω 的传输线时，线宽W =2． 197; 如果在微带线两边等间距覆地的话，那么覆地会对传输线阻抗产生影响。图4 所示是当微带线两边覆地时微带线间隔S 与新的特性阻抗Z 的关系图。

图4 微带线两边加地，当间距为S 时微带线阻抗的变化

从图4 可以明显看出，当微带线与地间距S ＜ 2mm 时，阻抗受间距S 影响较大，特别是间距S ＜ 0． 5mm 时，微带线阻抗变化在20% ～ 50%之间。也就是说，当覆地与微带线之间间距＜ 0． 5 mm 时，微带线阻抗严重偏离50 Ω( 见图4) ，此时阻抗严重不匹配，将会导致信号传输出现很大的反射和信号失真。

因此，在射频电路板设计中，要非常注意接地的地方与微带线的距离，否则可能带来较严重的后果。

4 共面波导效应在双层PCB 设计中的应用

通常，在设计PCB 上的传输线时，都是考虑使用微带线来实现50 Ω 传输线，因为微带线是非常适合在PCB 上实现的一种结构。共面波导严格说来也是一种传输线，它与微带线有着非常相似的结构，而且因为共面波导传输线比微带线周围多了“地”的存在，从而使共面波导传输线抗干扰能力更好。

图5 是在板厚H = 1． 2mm，εr =4． 6，铜厚t = 0．018mm( 1 /2 盎司) 且S = 0． 254( 10mil) 时，微带线和共面波导线宽与阻抗的关系图( 其中实线是共面波导，虚线是微带线) 。从图中可以看出，在相同阻抗时，共面波导线在电路板上的宽度比微带线的宽度小很多。例如在50Ω 时，利用共面波导得到的线宽比起微带线的线宽小了接近1 mm; 而两种传输线宽度相同时，微带线的阻抗远大于共面波导线的阻抗，基本接近15 Ω。因此可以得出结论: 在PCB 板介质参数即板厚相同的条件下，相同线宽的共面波导的特性阻抗小于微带线特性阻抗; 阻抗相同时，共面波导线宽大大小于微带线线宽。这是一个有用的结论，下面给出一个此结论的应用实例。

图5 使用相同PCB 参数且S = 10 mil 时，

微带线和共面波导线宽与阻抗的关系图

(实线: 共面线; 虚线: 微带)

在进行射频PCB 设计时，当要传输的信号使用微带传输线时，如果使用多层板，此时布50 Ω 微带线的话，可以在顶层( top) 布射频线( 传输线) ，然后把第二层定义成完整的地平面，这样顶层和第二层之间的介质厚度可以人为控制，做到很薄，而顶层的线不用很宽就可以满足50 Ω 的特性阻抗( 在其他相同的情况下，布线越宽，特性阻抗越小) 。

但是，如果使用的是双层板，情况就不一样了。在双层板情况下，为了保证电路板的强度，要选取较厚的电路板材( 至少不小于0． 8 mm) ，这时，介质厚度H 通常就会很大。此时，如果还使用微带线来实现50 Ω 的特性阻抗，那么顶层的走线必须很宽。例如，假设板子的厚度是1． 2 mm，使用FR-4 板材( εr = 4．6) ，铜厚t = 0． 018 mm，使用Polar Si8000 阻抗软件来计算线宽，得到线宽为2． 197 mm。在射频微波频段，这个线宽是很难被接受的，因为此时各种元件的引脚都是很小的，如果电路板大小再有限制的话，2mm 的走线具体实现起来也不容易。

因此，根据前面的分析，可以使用共面波导线来实现50 Ω 传输线。在Polar Si8000 中就有多种共面波导模型，可以选择满足实际应用条件的模型来进行计算。在此选择“surface CoplarWaveguide WithGround1B”，使用与前述相同的条件加上D1 = 7 mil( 0． 178 mm) 来计算线宽。微带线与共面波导模型及参数设置、计算如图6 所示［4］。如图中所示，最后得到线宽W = 0． 9 mm。如果使用更薄一些的板材( 例如微波基片) ，那么线宽可以做得更细，能够满足对线宽的要求。

图6 相同PCB 参数下微带与共面波导线宽的计算

5 结束语

通过以上分析可知，在电路板设计中，共面波导效应对微带传输线有很大的影响，因此在设计中应当十分小心。同时看到，电路板中的共面波导效应既有负面影响又存在有利的一面，应根据具体的需求作出不同的选择。