如何防止推挽式转换器中的变压器饱和-电子发烧友网

在上期中，我们探讨了有源EMI滤波器是缩小汽车电源、降低成本的先进解决方案。

本期，为大家带来的是《优化放大器电路中的输入和输出瞬态稳定时间》，将讨论如何利用死区时间内的磁通量衰减效应，来有效防止推挽式转换器中的变压器饱和问题。

引言

推挽式转换器已成为一种常用拓扑，用于构建 1W 至10W 范围内的隔离式电源。此拓扑可与数字隔离器、隔离式放大器、隔离式模数转换器、隔离式接口（例如隔离式控制器局域网和隔离式 RS-485）以及隔离式栅极驱动器进行配对。请参阅图 1。

图 1：推挽式转换器

推挽式转换器的普及源于其操作简单、电磁辐射低、峰值电流低、效率高、抗扰度高和系统成本低。只需使用以下几种分立式元件即可设计具有推挽式拓扑的隔离式电源轨：两个电源开关、一个中心抽头变压器和一些整流器二极管。这是一种前馈拓扑，不需要基于光耦合器的反馈，因此不存在环路稳定性问题。

尽管推挽式转换器有许多优点，但存在一个大问题，即可能发生变压器饱和。这种转换器依靠两个运行相位之间的良好匹配来避免变压器铁芯中出现磁通量累积。变压器饱和会导致初级电流呈指数级增长，从而造成输入电源崩溃甚至损坏转换器。本文介绍了可能导致推挽式转换器中变压器饱和的情况，以及能够减轻或防止变压器饱和的参数。

推挽式转换器的基本工作原理

在图 1 所示的推挽式转换器中，场效应晶体管 (FET)Q1 和 Q2 设计为驱动强度相等，并在交替周期中具有相同的导通时间 (T)。两个初级绕组采用特定缠绕方式，使 Q1 导通产生的磁通量与 Q2 导通产生的磁通量完全相等且方向相反。每个相位中的磁通量累积 (∆B) 与变压器初级两端施加的电压 (V) 和施加电压的时间 T成正比。在所有元件完全匹配的情况下，变压器铁芯中的磁通量通过零点四周的两个象限，如图 2 所示。两个相位中的磁通量完全抵消，因此，转换器能够在稳定状态下运行，没有连续的磁通量累积。磁化电流 (Im) 会相应地在零点四周以三角波摆动。

图 2：变压器中的磁通量以及 Im

失配的影响

如果两个运行相位之间存在失配问题（例如，如果施加的电压不同或持续时间不同），一个周期中变压器中积累的磁通量在另一个周期中不会完全被抵消。这种状况会在一个完整的运行周期后留下轻微的残余磁通量，这些磁通量随着时间的推移会慢慢增加，最终使变压器进入饱和区。请参见图 3。根据失配的极性，Im会在正区域或负区域中累积。在饱和区，通过变压器初级绕组的电流会急剧增加，可能对变压器和驱动器晶体管造成灾难性损坏。

图 3：失配引起的磁通量增加和 Im上升

对适配问题进行补偿

实际可行的推挽式转换器总是存在适配问题。随着时间的推移，即使是最小的失配也会导致磁通量大量累积。这是否意味着推挽式转换器将始终饱和？不是。

Q1 和 Q2 导通电阻 (RON) 的负反馈、限流以及 Im在死区时间内传输到负载都有助于防止变压器饱和。接下来将介绍这些技术的使用以及相应效果。

FET RON 的负反馈

如图 3 所示，在磁通不平衡的情况下，一个相位中的 Im高于另一个相位中的相应值。电流较大的相位会在功率FET 中出现较高的压降，因此在该相位下对变压器两端施加较低的电压。在该相位累积的磁通量较少，因此会减小 Im。如果转换器中的失配很小，该负反馈足以使转换器保持稳定平衡。

但是，根据 FET RON 和 Im 的值，该负反馈可能无法补偿转换器失配的影响。例如，如果输入电压 (VIN) 为5V，峰值 Im为 100mA，且 FET RON为 1Ω，则 FET RON可提供的最大负反馈为 100mA × 1Ω = 100mV，相对于 5V 的超出百分比为 2%。也就是说，FET RON能够补偿高达 2% 的失配（例如，由两个相位之间的导通时间不匹配引起的失配问题）。在大多数情况下，这 2%的补偿足以防止饱和。但是，如果 FET RON仅为0.25Ω，则负反馈只能补偿 0.5% 的失配，这一数值可能不足以始终防止饱和。

这种近似分析有助于了解 FET 电阻的负反馈所能补偿的失配程度。对于 FET RON设计得很低以便降低传导损耗的大功率转换器，FET 电阻的负反馈可能不足以防止变压器饱和。

限流

另一种防止饱和的技术是逐周期限流，它可以监控每个周期中通过 FET 的电流。如果电流超过安全限值（通常设置为工作电流范围的两到三倍），则该周期将终止。虽然限流可作为一种可靠的安全措施，但这种方法会导致更高的整体 I2R 功率损耗，因为转换器中的峰值电流被允许上升到高于要求的值。轻载条件下对效率的影响更大，在这种情况下，无负载电流意味着 Im必须大幅增加到更高的值才能达到电流限值。图 4 所示为限流对 Im的影响，该电流不能超过设定的电流限值。

图 4：限流可防止 Im累积到不安全水平

死区时间对推挽式变换器中变压器饱和的影响

为了防止击穿电流，推挽式转换器在两个相位之间总是存在一定的死区时间。在死区时间内，FET Q1 和 Q2 都关断。死区时间在防止变压器饱和方面的有利效果如下所述。

在图 5 中，磁化电感建模为 Lm。流经 Lm的电流为Im。FET Q1 和 Q2 在死区时间内均关断，因此 Im 会升高 Q1 或 Q2 的漏极电压，从而使 Diode1 或 Diode2正向偏置。电流路径取决于死区时间开始时 Im的极性。变压器铁芯两端将出现次级侧电压，从而使铁芯磁通量衰减。换句话说，Im在死区时间内流经次级侧二极管Diode1 或 Diode2 时以某种方式发生衰减。当 Im（因此铁芯磁通量）达到零时，流经次级二极管的电流将停止。

图 5.Im流经二极管时衰减

如果总死区时间占导通时间 T 的百分比大于两个相位之间磁通量失配的百分比，则磁通量在死区时间内将始终衰减为零。推挽式转换器现在在一个象限内工作，如图 6 所示。如果稳定状态下在一个相位中产生的磁通量(ΔB1) 比另一个相位中产生的磁通量 (ΔB2) 更高，从而在整个周期结束时产生净的正 Im，那么该正 Im在死区时间内流经次级二极管时会发生衰减（∆B3和 ∆B4），直到磁通量和 Im降至零。如图 6 所示，Im不会无限期累积，而是会达到稳定状态，并保持正值。同样，如果失配在两个相位结束时导致净负 Im，Im将以净负 Im达到稳定状态。

图 6.尽管存在失配，但磁通量和 Im仍保持稳定，并在死区时间 (DT) 内衰减至零

器件测量结果

我们通过测试模式特意在两个相位之间添加了时序失配，测试了死区时间对 SN6505B 推挽式转换器的影响。在没有失配的情况下，每个相位的导通时间为 625ns。添加失配以使两个导通时间（T1 和 T2）一直偏斜至540ns 和 710ns，总计失配为 170ns。然后，观察开关节点上的电源转换器效率和过冲，找出变压器饱和的迹象。Im 的突然增加将表现为电源转换器效率和过冲的拐点。

SN6505B 每个时钟周期的总内置死区时间为 160ns，即每个导通时间后的死区时间为 80ns。图 7 展示了当相位之间的失配从 90ns 增加到 170ns 时转换器效率与负载电流间的关系。图 8 以图形方式显示了150ns、160ns 和 170ns 三个失配值的开关节点（Q1 和Q2 的漏极）。如这两个图所示，转换器的效率曲线以及开关节点上的过冲在失配约为 150ns 至 160ns 时显示出拐点，这个时间接近于 SN6505B 和 Im中的总死区时间。这些测量结果对上一部分中的分析形成支持，并证明低于死区时间的失配（以导通时间的百分比表示）不会使推挽式转换器饱和。