专业高保真15W电子管放大器电路

我想出了另一个能够提供15瓦输出功率的放大器电路。我使用我最喜欢的Pentode构建了它，就像我以前的电路一样。这是一个有几个子电路的大项目，所以我将分别浏览每个子电路

放大电路：

首先，让我们来看看放大器电路本身。这次我决定采用完全不同的拓扑结构，适合Hi-Fi。第一级是具有局部负反馈的Pentode电压放大器，可将增益降低到约3-4倍。您可以选择如何在两个负反馈之间分配增益。第二级是分相器，与典型的阴极分相器相比具有一些优点。

使用恒流源代替尾部电阻可实现两个输出之间的绝对对称性。对于高保真音响，功率管的对称驱动至关重要。另一个明显的优势是均衡和相等的输出阻抗。只要你不剧烈地过驱动功率管，输出阻抗就会处于完美的平衡状态。这种类型的分相器还有一个优点。与电压增益略小于单位的阴极不同，该分相器的增益约为25。因此，如果功率管需要10V，而信号源只有200mV，则可以将第一级设置为增益为2（这将使其非常线性）。随着分相器的增益，功率管将被相应地驱动。

全球反馈：

我建议在第一阶段使用增益

3。这将迫使全局反馈对信号产生深远的影响。无论如何，功率放大器在最大功率分配超线性模式下工作。这意味着变压器在初级的20%处抽头，并通过一个小电阻馈送到屏蔽网格。这将导致功率级失真仅为15.1%的情况下产生1W的功率。结合全局和本地反馈，在2W时，整体失真不会超过15%。

即便如此，失真大多是二阶的，所以它应该使声音变甜。对于超线性操作，必须对电源进行极好的过滤。此外，在低频攻击下它不应该下垂很多。解决方案是使用Pi滤波器（C-L-C），具有足够大的电容，可以在攻击期间满足电流需求。这对于功率级来说已经足够了。前置放大器和分相器需要更稳定的电源，因此增加了一个额外的RC-RC网络来补偿噪声和电源的瞬时骤降。

将放大器吞没在从输出到输入的全局负反馈中将使频率响应变平。这将最大限度地减少扬声器的无功分量，影响放大器并进一步降低整体失真。

电源控制电路：

该放大器电路的第二部分围绕最大限度地延长电子管的使用寿命。它还采用了一种机制，通过该机制，放大器的空闲状态超过 6

分钟，这将导致一种睡眠模式。当放大器首次打开时，加热器电压将为3.3V，其中这些电子管的典型电压为6.3V。这将最大限度地减少冷启动时的浪涌电流。它还将使管子保持就绪状态，通过灯丝的电流刚好足够，以使它们部分打开。此时不应用高压电源。

由于阴极中毒，在降低加热器电压的情况下使用高压电源会极快地磨损管子。检测到输入信号后，比较器U2开始在输出端产生方波信号，该信号通过包络检波器。电容器C3开始充电，达到11V的最大电压。当电容充电超过2V时，比较器U3使能并强制Q4晶体管切换继电器，将加热器电压从3.3V增加到6.3V。到目前为止，放大器还没有提供高电压。

U3的输出上升到12V，通过R13禁用晶体管Q2。这允许电容器C1充电，充电至4.7V后，比较器U1使能Q3，使继电器能够切换电子管的高压电源。在电子管接收到由R16/C6控制的全3.4V灯丝电压后，高压电源有1s的延迟。

加热器/HT

电压的这种循环延长了管子的使用寿命，并在没有信号的情况下降低了功耗。当输入信号被禁用时，比较器U2不再对电容C3充电，并开始通过电阻R11放电。6分钟后，电压降至2V门限以下，比较器U3的输出禁用继电器驱动晶体管，加热器电压再次降至3.3V（待机）。此操作还使能晶体管Q2，使电容C1放电并禁用高压电源。

放大器进入待机模式，控制电路的静态电流小于20mA，加热器的静态电流约为1A。当您施加输入信号时，整个过程再次开始，放大器很快（15-16s）恢复活力。您可以通过减小

C1 的值来更改高压电源的导通时间。但是低于 22uf 是不可取的，因为它会导致 3.6 秒的延迟。

从6.3V交流加热器电源中获取控制电路的电源电压。倍压器在大约 17-18V 时整流和加倍电压。然后，LM7812 降压并将控制电路所需的电压调节为

12V。电位计R15补偿倍压器产生的不平衡。或者，您可以为控制电路的电源电压使用单独的绕组。这是最可取的方法。