混频器2x2杂散响应和IP2关系

本应用笔记详细介绍了二阶交调截点（IP2）和2x2杂散响应的定义，这些参数常见于混频器等RF相关元件数据手册中。通读本应用笔记将使用户能够将IP2转换为相应的2x2杂散响应值，反之亦然。

当混频器数据手册在其交流电气特性表中提供二阶响应信息时，它们将参考二阶交调截点（IP2）性能或2x2杂散抑制性能。本应用笔记旨在说明这两个参数之间的关系及其对接收器设计的适用性。本文举例演示了用于UMTS WCDMA系统的模拟MAX2有源混频器的IP2和2x2关系。

混频器谐波

在接收电路中，混频器将高输入射频（RF）转换为较低的中频（IF）。此过程称为下变频，利用混频器的RF输入和本振输入（LO）之间的差项进行低侧注入（LO频率

fIF= ±fRF± fLO

其中 f如果是混频器输出端口的中频，f射频是施加到混频器的射频输入端口的任何射频信号，并且 f瞧是施加到混频器LO输入端口的本地振荡器信号。

理想情况下，混频器输出信号的幅度和相位与输入信号的幅度和相位成正比，与LO信号特性无关。（请注意，这与乘法器相反，在乘法器中，输入幅度和相位关系在器件输出端不保留。根据这一假设，混频器的幅度响应对于RF输入是线性的，并且与LO输入无关。

然而，混频器的非线性会产生不需要的混频产物，称为杂散响应，这是由于不需要的信号到达混频器的RF输入端口并在IF频率下产生响应引起的。到达RF输入端口的信号不一定必须落入所需的RF频段才会很麻烦。其中许多信号的功率电平足够高，以至于混频器前面的RF滤波器无法提供足够的灵敏度来防止它们引起额外的杂散响应。当它们干扰所需的IF频率时，混频机制可以描述为：

fIF= ±m fRF±n fLO

请注意，m和n是RF和LO频率的整数谐波，它们混合以产生许多杂散产物的组合。实际上，这些杂散分量的振幅随着m或n值的增加而减小。

知道所需的RF频率范围后，使用频率规划来仔细选择IF和产生的LO频率选择，以尽可能避免杂散混频产物。滤波器用于抑制可能导致带内IF响应的带外RF信号。混频器之后的IF滤波器灵敏度被指定为仅通过所需的频率，从而在最终检波器之前滤除杂散响应信号。IF频带内出现的杂散响应不会被IF滤波器衰减。

许多类型的平衡混频器抑制某些杂散响应，其中m或n为偶数。理想的双平衡混频器可抑制m或n（或两者）为偶数的所有响应。IF、RF和LO端口在所有双平衡混频器中相互隔离。因此，使用设计合理的巴伦，这些混频器可以具有重叠的RF、IF和LO频段。

半中频杂散频率定位

本应用笔记研究了特别麻烦的二阶杂散响应，称为半中频（2/1 IF）杂散响应，该杂散响应针对低边注入的混频器指数（m = 2， n = -2）和高端注入的混频器指数（m = -2， n = 2）定义。对于低侧注入，产生半中频杂散响应的输入频率位于所需RF频率以下，数量为f如果从所需的RF输入频率/2（见图1）。所需的RF频率由1950MHz表示，结合LO频率1750MHz，所得IF频率为200MHz。在本例中，1850MHz处的无用信号在200MHz处产生半IF杂散产物。对于高端注入，产生半中频杂散响应的输入频率位于上方（乘以f如果/2） 所需的射频。

图1所示的半IF杂散响应场景假设在UMTS WCDMA接收器中使用低侧注入（m = 2，n = -2）。虽然WCDMA RF和IF载波占用3.84MHz带宽，但它表示为表示中心载波频率的单个频率。

图1.所需频率的位置射频， f瞧， f如果和不需要的 f半中频.

假设：

fRF = 1950MHz

fLO = 1750MHz

fIF = 200MHz

Calculate fHalf-IF = fRF – fIF/2 = 1850

检查：

2 × fHalf-IF – 2 × fLO =
2 × (fRF - fIF/2) - 2 × (fRF - fIF) =
2 × fRF – 2 × fIF/2 - 2 × fRF + 2 × fIF = fIF

结果：

2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz

接收器 IP2

抑制量称为2x2杂散响应，可通过混频器的IP2进行预测。当指定混频器的IP2或2x2性能时，假设只有基波RF和LO频率施加到混频器端口，并且谐波失真仅在混频器中产生。混频器前方RF路径中使用的镜像抑制滤波器可衰减任何放大器谐波。LO路径中的噪声滤波器衰减由LO注入源引起的谐波。高电平输入信号会产生失真或互调产物，可以通过计算输入或输出的截点来量化1的设备或系统。输入截点表示一个假设的输入幅度，在该幅度下，所需信号分量和不需要分量的幅度相等。对于混频器LO功率保持恒定的情况，交调截点或失真积的阶数仅由RF乘法器决定，而不由LO乘法器决定，因为RF信号的变化仅是问题。阶数是指失真产物的幅度随着输入电平的升高而增加的速度。例如，当输入信号升高2dB时，二阶互调（IM）乘积的幅度将增加2dB。

半中频杂散功率电平

MAX9993数据资料的交流电气特性表如下：

1850MHz时的RF杂散电平设置为–5dBm。

1750MHz时的LO电平设置为+6dBm。

测量典型的 2RF – 2LO 杂散响应，等于低于 RF 载波电平 70dB，因此以 dBc 为单位。

70dBc值称为互调比（IMR）。

请注意，图2中的信号电平是指计算输入IP2或IIP2性能的混频器的输入。

图2.折合混频器输入IIP2的信号的二阶截点计算。

如此卓越的 2x2 性能水平可带来以下结果：

IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
IIP2 = +65dBm

同样，Analog 的 MAX9982 900MHz 有源混频器在类似条件下提供相当于 2dBc 的典型 2RF – 65LO 杂散响应，从而产生：

IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
IIP2 = +60dBm

UMTS WCDMA 示例

在UMTS WCDMA 2G设计中使用MAX2数据资料中的9993x3值，计算出等效IIP2性能为+ 65dBm（如上图2所示）。假设UMTS WCDMA蜂窝系统与DCS1800蜂窝系统位于同一位置，产生的带外CW阻断电平为+16dBm（如3GPP2标准中所述）。对于UMTS WCDMA接收器，在天线端子上计算的近似IIP2值为+128dBm。图3为简化的接收器前端框图，其中描述了通过第一混频器的每个级的级增益、二阶交调截点和半中频灵敏度。

图3.IIP2示例的简化框图。

级联IIP2的整体性能由级增益、半中频频率下的滤波器灵敏度以及混频器2x2或IIP2性能共同决定。级联的IIP2会因产品线中前面的功率增益值而降级（dB表示dB）。可以在混频器前面增加RF灵敏度，以提供额外的杂散抑制。在天线上计算的等效截点提高了半中频灵敏度（以dB为单位）的两倍，因为二次谐波失真分量的幅度以所需通道信号的两倍速率增加。在天线上计算的 IIP2 为：

IIP2Cascade = IIP2Mixer – Gain + 2 × Sensitivity = +128dBm
IIP2Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm

很明显，MAX2的IIP9993高性能降低了滤波器灵敏度要求，满足半中频杂散响应。例如，如果混频器IIP2从+65dBm降低到+45dBm，级联滤波器灵敏度必须增加10dB。

结论

通读本应用笔记后，应该能够将混频器的2x2杂散响应值转换为相应的IIP2值，反之亦然。对这种二阶关系的理解水平使RF工程师能够确定所需应用的适当混频器性能水平。MAX2 9993GHz混频器和MAX2 9982MHz混频器提供优异的900x2 （IP2）性能，从而降低滤波器要求，非常适合高性能无线系统。

审核编辑：郭婷