使用RF PA线性化器优化功率放大器的预失真

本文提供功率放大器设计指南，以利用Maxim射频（RF）功率放大器（PA）线性化器（RFPAL）或其他类型的预失真实现最佳性能。

介绍

本文提供设计功率放大器的指南，以利用Maxim的射频（RF）功率放大器（PA）线性化器（RFPAL）或其他类型的预失真实现最佳性能。使用RFPAL产品（SC1894和SC2200），经过优化调谐的PA可以实现高达28dB的校正;因此，允许放大器以尽可能高的效率运行。相反，未针对线性化器操作进行优化的PA几乎无法实现线性度改善，并且可能无法满足频谱要求。

部署在无线基础设施应用中的大多数RF PA使用AB类或Doherty架构。AB 类 PA 通常用于微波回程应用或极低天线输出功率应用，在 A 类和 B 类之间动态偏置。它们是线性度、输出功率、效率和成本之间的折衷。另一方面，Doherty PA用于使用高PAR信号以高效率提供高功率，但它们需要使用线性化技术来满足光谱发射模板要求。RFPAL可以应用于两种类型的放大器，以实现更好的效率和线性度结果。AB类和Doherty PA的典型效率曲线与输出功率的函数关系如图1所示。

图1.AB/B 类和多尔蒂功率放大器的理想功率效率曲线。

在图1中，我们可以看到，为了实现AB类PA的合理线性度，必须降低平均功率，使信号峰值低于1dB压缩点。现在的效率非常低，约为10%。使用针对线性化优化的AB PA类，这一比例可以提高到24%左右，因为我们现在可以将信号峰值推入PA的非线性工作区域，接近饱和。Doherty PA依靠电路技术在信号大部分时间的回退区域实现高效率。通常，针对无线基础设施应用优化的LDMOS Doherty PA可实现高达50%的效率。但某种形式的线性化对于满足规格至关重要，因为Doherty PA是一种非线性器件。

无线基础设施中线性化的常用方法是数字预失真（DPD）。这通常是一个闭环系统，使用反馈路径，该路径接入PA输出，下变频，然后将信号数字化，然后由线性化器使用。因此，典型的反馈路径由包括下变频混频器、可变增益放大器和ADC在内的模块组成。作为分立式实现，这些组件会增加系统的额外成本和功耗。RFPAL将线性化器和所有必要的反馈元件集成到单个IC中。这大大简化（并加快了）系统实现，并最大限度地减少了额外的电路板空间。

适当的晶体管阵容

RF PA发射器系统通常需要大量的功率增益，而这只能通过使用多个增益级来实现。选择最终级晶体管是为了满足给定PA架构中的系统输出功率规格，其行为有助于满足线性度和效率等其他关键要求。

PA必须设计为峰值功率输出等于或大于发射器所需的平均功率加上信号的峰均比（PAR）。这是为了确保信号的峰值不会被削波或失真，从而导致信息丢失。平均功率要求决定了传输信号的距离或范围：小区覆盖范围。最终PA级晶体管的选择取决于PA架构。

对于AB类PA，晶体管的峰值或饱和功率PSAT决定了PA的峰值功率。

对于Doherty PA，有几个变量，包括包含多少Doherty分支，设计是对称的，使用相同尺寸的晶体管，还是不对称的，使用更高功率的晶体管作为峰值放大器，输入功率分配比，仅举几例。通常，Doherty PA的峰值功率是晶体管的PSAT之和，平均功率由主放大器晶体管的功率能力决定。

通常，发射器系列中的最终PA具有约15dB的功率增益。所需增益的其余部分由多个驱动器级和预驱动器级级联弥补。这些放大器级必须设计为在其线性范围内工作;假设几乎所有的发射机失真都是在最后级PA中产生的。驱动器放大器的尺寸必须使其能够以峰值功率提供PA所需的输入，并具有一定的裕量。这是为了确保驱动器始终在其1dB压缩点以下工作，并提供线性输出。预驱动器级的尺寸必须以类似的方式确定，尽管这通常不是问题，因为所需的功率水平相当适中。在图2中，我们显示了标称10W平均功率发射器的示例阵容，可用于PAR高达8dB的3G或4G信号。

图2.示例 10W PA 阵容。

驱动器和预驱动器器件的选择对于低功率发射器尤其重要，例如平均功率输出低于约5W的小型蜂窝设计。在这种情况下，驱动器级的功耗对整体系统效率有很大影响。如果我们将驱动器包含在RFPAL线性化器环路中，则驱动器器件可能不必满足全PA的严格线性度要求。 然而，这种方法将预失真资源从最终阶段线性化中转移出来。这可能导致较低的整体线性度，但更高的系统效率。在这种低功耗发送器情况下，应选择驱动器，使其线性度（例如通过其ACLR性能测量）比校正后最终级的ACLR高约0dB至3dB。一个近似的经验法则是选择具有饱和功率的驱动器，P坐，比最后级所需的峰值输入功率高约3dB。

对于中等功率PA，驱动器级器件通常经过优化，使其线性刚好足以显著降低整体ACLR性能。这种“更好的线性度”导致效率降低，但释放了线性化器资源来校正最终阶段。在中等功率发送器情况下，驱动器线性度或ACLR应比校正后的最终级好~5dB。

在宏基站中使用的高功率PA中，驱动器和预驱动器晶体管的选择使得驱动器和预驱动器都不会降低整体线性度性能。预驱动器和驱动器的效率较低，但这意味着整体大功率发射器效率的降低非常小。此外，这些系统的首要任务是实现尽可能高的最终级效率，通常在宽信号带宽下。在大功率发射器情况下，驱动器线性度应比校正后的最终级好~10dB。

使用 RFPAL 进行校正所需的 PA 特性

Maxim的RF预失真算法基于Volterra级数近似，该近似通常用于PA线性化领域。Volterra 级数是一个无穷级数，因此在实践中，我们截断该级数以在近似精度和计算成本之间给出最佳折衷方案。马克西姆选择了由四个延迟抽头组成的Volterra近似，每个抽头都是奇数阶九次多项式。这种方法在复杂性和有效性之间提供了很好的折衷方案，确保我们可以取消高达九阶的IM失真产物。图 3 和图 4 对此进行了更详细的显示。

这种简化的Volterra模型假设PA在所需的工作频率范围内具有平坦对称的交调产物，在支持的信号带宽上具有良好匹配的AM-AM和AM-PM特性，表现良好的AM-AM和AM-PM纹波和变化，以及有限的记忆效应。以下各节将讨论所有这些要求的详细信息。

图3.沃尔泰拉级数方程。

图4.沃尔泰拉系列框图。

宾夕法尼亚州上午到上午响应

AM-AM响应，在整个工作范围内具有≤2dB（非线性）增益纹波，可实现最佳线性化性能。

放大器的AM-AM响应，即输出功率与输入功率的关系，是用于确定给定PA线性度和校正性的关键特性之一。线性PA产生直接的AM-AM线路响应;输入功率每增加1dB，PA的输出功率正好增加1dB;由于是线性的，PA不会产生失真。在深度退避（远离压缩）下运行的 PA 以这种方式运行。但是，这通常不是我们在无线基础设施应用中操作PA的方式，因为效率非常低。蜂窝基站中使用的RF PA以压缩方式工作，通常在信号峰值处接近饱和，以最大限度地提高效率。在这些工作条件下，PA是相当非线性的，一些线性化手段对于发射器满足特定的频谱发射要求同时保持高效工作至关重要。 AB类放大器通常具有单调增益响应，当输出功率接近饱和点（即增益压缩）时，增益会降低。Doherty等高级PA架构通常具有更复杂的AM-AM响应。Doherty PA通常在峰值放大器接合的功率电平处表现出增益扩展。图5显示了在大约49dBm （RMS） P时的多尔蒂增益膨胀现象外.为了最大限度地发挥使用RFPAL的优势，必须将这种增益扩展降至最低。

图 5.1 显示了可接受的 AM 到 AM 响应的示例。对于设计良好的放大器，非线性PA的AM-AM增益变化在整个工作范围内（包括压缩区域）不应超过2dB。图5.1中的增益增益变化约为1.4dB。RFPAL将该PA线性化，使其具有一条直线（线性）AM至AM曲线，如图5.2所示。相比之下，图5.3中的PA的增益纹波大于3dB，这限制了RFPAL线性化该PA的有效性，如图5.4所示。这两条不同的AM-to-AM曲线实际上是在同一PA上以不同的偏差测量的。由于AM-AM响应的这种差异，四载波WCDMA信号的相邻通道泄漏比（ACLR）在图5.1中正确设计的PA上比图5.3中设计不佳的PA好~4dBc。

图 5.1.未经校正的 AM-to-AM，用于精心设计的 PA。	图 5.2.针对精心设计的 PA 校正了 AM-to-AM。
图 5.3.设计不佳的 PA 的未校正 AM-到 AM。	图 5.4.针对设计不佳的 PA 校正了 AM-to-AM。

图5.PA AM-AM回应。

SC1894不包括一阶校正项，以提供均衡或在整个频率范围内的增益平坦度校正。因此，PA应设计为在整个频率范围内具有平坦的增益响应，在整个目标频带上变化不超过1dB。只要相位变化（AM至PM;见下文）降低到10°以下，就可以容忍高达1.5dB的更大变化。频率范围内的不均匀增益和（非线性化）AM-AM增益变化大于2dB会显著降低整体线性化性能。

建议提高PA增益平坦度以实现宽带性能

宾夕法尼亚州上午到下午响应

使用RFPAL进行可校正RF放大器设计的第二个关键要素是相位响应或AM-to-PM响应。当PA输出功率接近P时，PA的相位开始旋转坐.相位旋转量和相变的单调性对线性化结果都很重要。

如果增益变化小于1dB，则整体相位旋转不应超过15°。如果增益变化大于1dB，则AM-to-PM应小于10o，以便使用RFPAL实现良好的线性化。

此外，如果AM-PM曲线平滑单调且没有拐点，则线性化性能会得到显着改善，如图6.1所示。

图 6.1.未经校正的 AM-到 PM，用于精心设计的 PA。	图 6.2.针对设计良好的 PA 校正了 AM-到 PM。
图 6.3.设计不佳的 PA 的未校正 AM-到 PM。	图 6.4.针对设计不佳的 PA 校正了 AM-到 PM。

图6.PA AM-PM 绘图。

AB 类 LDMOS 放大器通常具有简单的 AM-PM 曲线（图 6.1），而 Doherty 型放大器在单相图中可以同时具有正斜率和负斜率特性，如图 6.3 所示。相位方向的多次变化使线性化更加困难。建议将图6.3中的~49dBm（RMS）相位的高功率相变转换为高于峰值（瞬时）P外操作范围。

放大器的AM-PM响应在整个应用频率范围内应表现出类似的特性：平滑、单调的曲线，具有相似的总相变。在整个频率范围内保持一致的AM-to-PM性能有助于确保与任何线性化方案（包括RFPAL）保持一致的性能。

PA记忆效应

PA中所谓的记忆效应实际上是PA中能量存储的一种表现。

将PA的存储器效应保持在5ns以下，以通过RFPAL获得最佳性能。

“短期”存储器效应与PA的匹配网络以及晶体管的输入和输出电容以及传输时间行为有关。PA中的匹配网络通常设计为无损阻抗变压器，能量存储在匹配的无功组件中。这些网络在PA输入端提供共轭匹配，在PA输出端提供功率匹配，为晶体管的容性输入和输出导纳提供与50Ω（通常）的适当匹配。这些匹配网络设计为在信号的RF载波频率下工作，从预失真的角度来看，如果它们在目标频段产生平坦的频率响应和线性相位，则不太重要。

“长期”记忆效应是在时间尺度上，可以与信号的包络或信息速率相关联，并且该时间尺度上PA性能或行为的任何变化都会导致信号失真。这些是预失真中主要关注的记忆效应。长期记忆效应的主要来源是：

热效应：信息信号的幅度随时间变化，以响应数据本身和用户数量（流量负载）。这意味着输入到晶体管的能量随时间变化，晶体管因此加热和冷却。加热和冷却的速率取决于晶体管的半导体材料，并且与信号能量的变化速率不同。因此，晶体管和PA的瞬时增益随时间变化，产生复杂的增益行为，不仅取决于给定时刻的信号值，还取决于信号的近期历史。热记忆效应在TDD操作中可能更为明显，其中PA信号连续打开和关闭，导致热能爆发进入晶体管。

电荷捕获效果：捕获和随后发射电荷，晶体管通道中的电子，导致流经器件的电流变化，这些变化不仅取决于器件中的瞬时电压，还取决于电压信号的历史。所有半导体材料和界面都是陷阱的潜在来源，但硅LDMOS晶体管相对没有陷阱，而由砷化镓（GaAs）和氮化镓（GaN）等化合物半导体制成的功率FET在宽带宽PA中越来越受欢迎，更容易受到陷阱效应的影响。

偏置和电源电路：在PA托盘上的直流偏置和电源电路上发现的PCB走线和去耦或旁路电容器有助于电感和电容储能元件，从而产生记忆效应。与这些偏置或供应线滤波器相关的大时间常数使它们成为长期记忆的重要贡献者。偏置电路长期记忆效应的一个重要衡量标准是下面描述的视频带宽。

RFPAL架构具有四个延迟抽头，包括一个300ns项。300ns 延迟可补偿强烈的热效应，并且仅限于 IM3。其他抽头可以考虑长达5ns的记忆效应校正。

视频带宽 （VBW）

当VBW

推荐使用 VBW>3-5x 信号带宽，以获得最佳 RFPAL 性能。

RF功率放大器的视频带宽（VBW）通常表示为PA显示对称和恒定互调（IM）乘积的频率范围。这通常通过双音测试来测量，其中两个音之间的频率间隔增加，并且作为音分离的函数监控高阶以及上三阶和低三阶IM产品的功率电平。在音调分离扫描期间，总PA输出功率保持恒定，以消除由于PA增益在频带上的变化而产生的任何影响。图7显示了LDMOS Doherty PA的VBW测量结果。

图7.LDMOS Doherty PA 上的 VBW 测量示例。

左边是总功率和每个基本音的功率，随着音调分离的增加。总功率保持大致恒定，而单个音调幅度因宽带频率响应而不同。右边是上三阶和低三阶 IM 音调功率。在两个IM产品开始分歧约3dB之前，我们达到了大约90MHz的音调分离。这会产生 3 × 90MHz = 270MHz 的 VBW，这是本例中两个 IM 音的总频率分离。我们还可以使用高阶 IM 音调评估 VBW。IM 产品发散的基本音调分离较少，但总 IM 音调分离应大致相同：

3 × ΔIM3 ≈ 5 × ΔIM5，其中三角洲是每种情况下的基本音调分离。

RFPAL要求VBW大于信号带宽的三倍，使VBW成为信号带宽的四到五倍，使RFPAL能够更有效地处理高阶互调产物，以获得更好的校正性能。例如，对于设计用于容纳两个连续的20MHz LTE信号以实现40MHz信号带宽的PA，VBW需要至少为120MHz，RFPAL才能校正三阶IM不对称性。例如，如果信号现在是放置在频段2两端的2-20MHz载波，则总信号带宽为60MHz，并且VBW要求增加到180MHz，以便能够校正三阶积。

影响VBW的主要因素之一是偏置馈电。有关更多详细信息，请参阅第 4.3 节。

针对 RFPAL 优化 PA 的一些技巧

在此优化步骤的适应期间运行 RFPAL 可提供有关此优化步骤成功的实时反馈。

更改PA配置（电源电压、偏置应用、阻抗匹配等）时，强烈建议在重新优化PA性能之前复位RFPAL。

初始 ACLR 注意事项

SC1894 RFPAL通常可以提供15dB至28dB的ACLR校正，具体取决于信号PAR、PA类型和信号带宽。有关更多详细信息，请参阅 RFPAL 的 PA 结果。作为近似值，可以合理地假设优化的AB类PA的校正为15dB，优化的主动偏置高效Doherty PA的校正为20dB。

为了使RFPAL能够提供最佳校正，PA的设计应使PA的未校正ACLR不低于AB类PA的目标ACLR + 15dB和Doherty PA的ACLR + 20dB。例如，如果使用WCDMA波形的小型蜂窝的ACLR目标为-50dBc，则初始未校正ACLR应不低于-50dBc + 20dBc = -30dBc。

使用 RFPAL 在循环中分析 AM-AM 和 AM-PM 结果

如第3节所示，表征PA的幅度和相位响应对于优化系统性能非常重要。还应测量启用RFPAL的PA的幅度和相位响应。这样做可以提供有关哪个参数未得到充分纠正的宝贵信息;因此，无论是主要幅度、相位还是记忆效应，都会降低 ACLR 性能。如果所有三个参数都令人满意，但PA仍未达到目标规格，则原因可能是由于VBW不足。

RFPAL的一大优点是它允许PA和线性化器一起工作，并能够在有源条件下调谐和优化PA的匹配电路、栅极和漏极偏置以及Doherty电路。

信号和视频带宽

RF功率晶体管通常具有相当低的负载和源特性阻抗，以实现最佳功率输出和效率性能。输入和输出匹配网络旨在将这些低阻抗转换为50Ω。匹配网络通常设计为最低Q值，以最大化RF信号带宽。

PA还必须设计为最大或至少最佳的VBW。虽然VBW是在RF下测量的，但它是由较低频率的关注点决定的。奇阶IM产物的不对称性是偶数阶IM产物调制PA行为的结果，偶数阶IM产物接近直流。理想情况下，与PA的直流连接是短路，但必须在特定带宽内保持这种低阻抗，以便短路晶体管连接处产生的任何偶数阶IM信号。如果这种低频阻抗不可忽略，则偶数阶IM产品会产生调制偏置的电压信号，进而调制PA的复数增益，例如非线性记忆效应。在宽频率范围内保持直流连接的低RF阻抗是PA偏置线路设计的目标。使用靠近晶体管连接的去耦电容可以改善该参数，从而增加VBW。一些RF功率晶体管制造商已经通过封装设计和封装内电路解决了这个问题。

漏极电压和静态电流（IDSQ)

将功率晶体管的静态电流设置为适当的水平也是优化PA性能及其RFPAL性能的关键步骤之一。将电源电压施加到放大器托盘（即5V、28V或48V）时，调节栅极电压，使静态电流（IDSQ） 将提升到目标值。对于Doherty放大器，主放大器的静态电流通常与标准AB类放大器一样调节，而峰值放大器的栅极电压低于栅源阈值电压的水平（V总金），将此器件置于C类。 调整峰值晶体管的栅极偏置会影响整个Doherty PA的线性度和效率。

利用RFPAL进行线性化的GaN PA设计考虑因素

GaN技术带来了大带宽的优势，但代价是增益扩展和大回退（远离最大功率的~12dB至15dB）时失真增加。我们将大回退中的失真称为“小信号失真”。

而LDMOS PA在高回退（从P>15dB）时通常具有很少的非线性度.MAX），在RFPAL输出可能被禁用的范围内，GaN PA在如此高的退避下可能会产生显着的失真，可能比在更高的功率水平下更大。此外，对于LDMOS PA，回退时PA的增益与输出功率电平无关，至少与第一近似值无关，但通常可以看到GaN PA的增益在10dB回退时增加>3dB。

Volterra系列校正信号由SC1894的校正块（CORR）产生。简化框图如图 8 所示。受GaN PA行为影响的元素以红色显示。

图8.SC1894校正路径框图。

为了帮助提高GaN PA性能，SC1894固件中引入了GaN PA模式。 与任何线性化技术一样，GaN PA必须满足某些标准才能获得最佳线性化性能：

足够的线性化带宽（> 3-5x 信号带宽）

表现良好的 AM-AM 和 AM-PM 响应（单调，无扭结，在低功耗下平坦）

低记忆效果

射频识别动态范围

线性化GaN PA时，RFIN动态范围至关重要。

射频输入功率在 P.MAX必须仔细选择：

当PA以最大功率工作时，RFIN电平必须尽可能高（在RFPAL数据手册的限制范围内）。

由于PDET指数和CORR VGA增益在RFIN范围内是固定的，因此校正功率在回退时会降低。RFIN 功率在 P 时越高.MAX，回退越高，有利于小信号失真线性化

PA增益随温度的变化也是一个需要考虑的非常关键的参数：

PA增益必须在整个温度和批次之间尽可能小地变化（理想情况下，在整个温度范围内为< ±1.5dB）。

正温度系数 （PTC） 焊盘可用于补偿 （NTC） PA 增益（见图 8）。

尽管FW使用PDET增益补偿来补偿PA增益。较大的变化会降低整体 RFIN 动态范围。

图9.RFIN 范围和 PA 增益变化。

图 10.RFIN 范围和 PA 增益温度变化。

结论

避免产生过度小信号失真的过于激进的偏置。

为获得最佳 RFIN 动态范围：

在整个温度范围内保持收发器至PA输出增益尽可能恒定（目标温度范围内±1.5dB）。

在所有条件下，将 RFIN 保持在 RFPAL 数据手册限值内尽可能高的水平。

为了满足传统的线性化技术：

允许 VBW > 3-5 倍信号带宽。

在整个工作范围内保持增益纹波≤ 2dB（非线性）的 AM-AM 响应，以实现最佳线性化性能。

如果增益变化小于1dB，则AM至PM的整体相位旋转不应超过15°。如果增益变化大于1dB，则AM-PM相位旋转应小于10°，以便使用RFPAL进行良好的线性化。

建议提高PA增益平坦度以实现宽带性能。

将PA的记忆效应保持在5ns以下。

审核编辑：郭婷