基于MAX5941电源芯片实现48V电源转换电路的设计

IEEE 802.3af标准对以太网供电（POE）做出了详尽的规定，它允许通过以太网传输数据的同时提供48V电源，IEEE 802.3af 标准中定义的电源供电设备（PSE）是能够通过10BASE-T、100BASE-T或者1000BASE-T网络提供电源的DTE或者Midspan设备，而IEEE 802.3af 标准中定义的受电设备（PD）则是通过网络从电源供电设备（PSE）取得电源的设备.IEEE 802.3af 标准中规定的PSE可以提供约13W功率。从而使小型数据设备可以通过它们的以太网连接获得电源，而不需要从墙上的交流电源插座获取电源。这些设备包括数字VoIP电话、网络无线接入点、因特网设备、计算机电话、安全摄像机或任何以太网连接的数据设备.IEEE 802.3af 标准的推出，大大扩展了以太网的应用，同时也给以太网带来了巨大的发展空间。

1 MAX5941的功能

MAX5941A/MAX5941B是一款高度集成的电源IC，适用于以太网供电（POE）系统中的受电设备（PD）.MAX5941A/MAX5941B有两个功能，一是提供PSE与PD之间的接口，二是通过DC-DC PWM控制器实现48V电源转换以输出5V或者PD所需要的电压，输出电压可实现隔离或者非隔离.MAX5941A的最大占空比为85%，可用于反激式转换器.MAX5941B的占空比限制在50%以内，主要用于单端正激式转换器中。

2 IEEE 802.3af标准的PD接口特性

MAX5941的PD接口特性符合IEEE 802.3af标准，可为PD提供侦测特征信号和分级信号，此外，MAX5941还集成了一个具有可编程浪涌电流控制功能的集成隔离开关，同时还具有宽滞回供电模式欠压锁定（UVLO）以及“电源好”状态输出等功能。

在侦测和分级期间，由于集成的MOSFET可提供PD隔离，MAX5941可保证侦测阶段的泄漏电流失调小于10μA.其可编程限流功能可防止上电期间产生很高的浪涌电流。这些器件的UVLO供电模式具有宽滞回和长故障消隐时间等特性，因而可补偿电压在双绞电缆上的阻性衰减，并确保系统在侦测、分级和上/掉电诸状态间无扰动地转换.MAX5941的UVLO门限可调，并具有一个兼容于IEEE 802.3af标准的缺省值.MAX5941可工作于PD前带有或不带二级管桥的设计中。

MAX5941有三种不同的工作模式：PD侦测、PD分级和PD供电模式。

侦测模式（1.4V≤VIN≤10.1V）下，供电设备（PSE）将向VIN施加两种1.4V～10.1V范围内的电压（最小步长1V），然后记录两个点的电流值，并由PSE计算ΔV/ΔI，以确认25.5kΩ特征电阻是否存在。在此模式下，MAX5941内部的大部分电路处于关闭状态，失调电流小于10μA.如果施加在PD上的电压有可能被颠倒，则需要在输入端安装保护二极管，以免对MAX5941造成内部损伤。由于PSE使用斜率技术（ΔV/ΔI）来计算特征阻抗，这样，保护二极管引起的直流偏差已被扣除，因而不会影响侦测过程。

分级模式（12.6V≤VIN≤20V）下，PSE根据PD所要求的功率对PD进行分级。以便PSE高效地管理功率分配.IEEE802.3af标准定义了五个不同的级别。分级电流可由连接在RCL与VEE之间的外部电阻（RCL）来设定.PSE通过在PD输入端施加一个电压，以及测量流出PSE的电流来确定PD的分级。当PSE施加一个介于12.6V～20V之间的电压时.PSE利用分级电流信息区分PD所需要的功率。分级电流包括25.5kΩ侦测特征电阻吸收的电流和MAX5941的电源电流，PD吸收的总电流应在IEEE802.3af标准要求之内。进入供电模式后，分级电流将被关断。

供电模式下，当VIN上升至欠压锁定门限（ VUV-LO，ON）以上时，MAX5941将逐步开启内部N沟道MOSFET管Q1.图1是MAX5941的内部接口电路框图.MAX5941用一个恒流（典型值为10μA）对Q1栅极充电.Q1的漏-栅电容限制了MOSFET漏极电压的上升速率，因而限制了浪涌电流。为了降低浪涌电流，也可在外部添加漏-栅电容。当Q1的漏-源电压降至1.2V以下，且栅-源电压高于5V时，MAX5941会发出“电源好”信号。由于MAX5941具有较宽的UVLO滞回和关断消隐时间，因而可补偿双绞电缆的高阻抗。

3 用MAX5941实现48V电源转换

MAX5941是电流模式的PWM控制器，可将48V输入电源转换成5V电压输出，MAX5941用内部稳压器取代高功耗的启动电阻，这不但可为MAX5941提供启动所需的电能，还能稳定第三（偏置）绕组的输出电压，从而为IC提供稳定的工作电源。开始启动时，调节器将V+调整到VCC并为器件提供偏置。启动之后，改由VDD稳压器从第三绕组输出稳定的VCC.此结构只需一只很小的电容即可对第三绕组的输出进行滤波，从而省下了一只滤波电感的成本。

在设计第三绕组时，所设计的线圈匝数应保证最小反射电压始终大于12.7V.而最大反射电压则必须小于36V.

为降低功耗，当VDD电压达到12.7V后，可以将高压调节器关掉。这样可以降低功耗并改善效率。如果VCC降低到欠压锁定门限（VCC=6.6V）以下，低压调节器将被关闭，电路重新进入软启动。此时欠压锁定状态MOSFET驱动器的输出（NDRV）保持为低。

如果输入电压介于13～36V之间，只要不超出最大功耗，就可以将V+和VDD连接到线电压。这样就可省掉第三绕组。

4 MAX5941的设计实例

MAX5941的一般设计步骤如下：

●确定具体需求

●设定输出电压

●计算变压器主、副绕组匝比

●计算复位绕组与主绕组匝比

●计算第三绕组与主绕组匝比

●计算检流电阻值

●计算输出电感值

●选择输出电容。

图2是用MAX5941B设计的正激式DC/DC转换器，具体计算如下：

（1）对于30V≤VIN≤67V，VOUT=5V，IOUT=10A，VRIPPLE≤50mV的要求。开启门限应设为38.6V.

（2）设定输出电压时，可根据下式计算电阻R1和R2：

VREF/VOUT=R2/（R1+R2）

式中VREF是并联调节器的基准电压。

（3）根据最小输入电压和MAX5941B的最大占空比下限（44%）计算变压器匝比时，为了能够使用漏-源击穿电压小于200V的MOSFET，本设计选用最大占空比为50%的MAX5941B.然后根据下式计算匝数比：

NS/NP≥（VOUT+VD1×DMAX）/（DMAX×VIN_MIN）

式中：NS/NP为匝数比（NS是副绕组匝数，NP是主绕组匝数），VOUT为输出电压（5V），VD1为D1上的压降（功率肖特基二极管典型压降为0.5V），DMAX为最大工作占空比的最小值（44%），VIN_MIN为最小输入电压（30V），对于本例：NS/NP≥0.395，选择NP =14时，NS=6.

（4）较低的复位绕组匝比（NR/NP）可确保变压器中的所有能量在最大占空比下的关闭周期内能够全部返回V+.可用下式来确定复位绕组匝比：

NR≤NP×（1-DMAX‘）/DMAX’

式中：NR/NP为复位绕组匝比，DMAX‘为占空比的最大值（50%），计算NR=14.

（5）选择第三绕组匝比（NT/NP），以使最小输入电压能够在VDD处提供最小工作电压（13V）。可采用下式计算第三绕组匝比：

NP（VDDMIN +0.7）/ VIN_MIN≤NT≤NP（VDDMAX+0.7）/ VIN_MAX

式中：VDDMIN是最小VDD电源电压（13V），VDDMAX是最大VDD电源电压（30V），VIN_MIN是最小输入电压（30V），VIN_MAX是最大输入电压（本设计为67V），NP是主绕组匝数，NT是第三绕组匝数：可选择NT=7.

（6）根据下式选择RSENSE：

RSENSE≤VILIM/（NS×1.2×IOUTMAX/NP）

式中：VILIM是检流比较器的触发门限电压（0.465V），NS/NP是副端匝比（本例为5/14），IOUTMAX是最大直流输出电流（本例为10A），RSENSE选90.4mΩ。

（7）选择电感时，应使电感中的峰值纹波电流（LIR）介于最大输出电流的10%和20%之间：

L≥（VOUT+VD）（1-DMIN）/（2LIR×275kHz×IOUTMAX）

式中VD是输出肖特基二极管的正向压降（0.5V），LIR是电感纹波电流与直流输出电流之比。本例中，L选4.01μH.

（8）输出滤波电容的容量和ESR可决定输出纹波。选择低ESR电容有利于满足纹波电压的要求。图2中选择了三只560μF的电容。

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