高能效、小尺寸240W USB PD3.1宽范围调压器参考设计

现今开关电源设计的五大难题：（1）高效率，（2）高功率密度，（3）低待机功耗，（4）高可靠性，（5）低成本。随着PD与适配器行业发展，更大容量电池需具备相同或更快充电时间的趋势正在加速采用，更大的功率及更高的输出电压。USB PD组织发布了最新的USB PD3.1 规范，使得最大的输出达到48V 5A, 240W的功率。单管反激作为 AC-DC 中小功率段的主流应用拓扑，凭借其线性可控的工作模式和通俗易懂的控制逻辑为广大工程师所熟知和使用。而随着反激应用功率段的提升，单管在漏感能量处理方面的缺陷越发明显，致使 150W 以上应用时效率偏低和漏感电压尖峰偏高的问题无法解决。LLC拓扑能够满足高效率的要求，因而日益流行。然而在这种拓朴中，前PFC级必须在轻负载期间保持运作，造成谐振回路中存在内循环损耗，待机功耗成为一个头疼问题，并且无法宽范围调压，需要加一级协议电路进行降压调压，从而降低了效率。

双管反激式拓扑能够轻松应对240W左右功率段，并且效率较高且还可以做到宽范围调压和低待机功耗几大挑战的解决方案，非常适用于PD与适配器行业，满足USB PD3.1 EPR规范。

双管反激主要特点：

双管QR反激转换器主要特点分为四个方面，它在低待机功耗、高效率、易于设计和低EMI方面有显著的优势。在低待机功耗方面，双管QR反激转换器能容易满足要求。在高效率方面，双管QR反激转换器的特点表现在漏电感能量可以回收至输入，且无需有损耗的缓冲器；500V MOSFET可以用在初级端；初级端采用谷底开关以降低开关损耗；减小次级端整流器的电压应力。双管QR反激转换器具有易于设计的特点，它与熟知的传统反激式转换器设计相同，并且可以简便地实现变压器批量生产。它可以使大匝比变压器，无需特别考虑泄漏电感。在EMI方面，双管QR反激转换器具有低EMI，漏极过冲电压被箝制在输入电压上；谷底开关等特点。

双管反激基本工作原理

一、开关模态 1[t0 ~ t1]

图1：t0~t1

 
t0时刻S1与S2已开通，原边续流二极管已截至，直流输入电压Uin给Lm与Lr线性充电，电流iLr线性上升，副边绕组电流i2在t0时刻下降至零，整流二极管D3关断，负载由电容C供电。在这一过程中D3承受的反压为U0+(N2/N1)Uin，D1、D2承受的反向电压为Uin。
二、开关模态 2[t1 ~ t2]

图2：t1~t2

 
在t1 时刻同时关断S1、S2，漏感电流iLr开始下降，电感变压器两端电压反向，使得二极管D1、D2 立即导通，箝制了由于漏感所引起的原边绕组感应电势使之箝位在输入电压Uin，S1、S2所承受的反向电压均为Uin，同时这部分漏感能量也导致了副边绕组电流i2的缓慢形成，副边绕组感应电势将使D3 导通，从图4中电流的波形可以看出，在电流ic过零前，负载由电容C及电感储能一起供电；在电流ic过零后，电感储能给电容C充电同时给负载供电。

三、开关模态 3[t2 ~ t3 ]

在t2时刻iLr下降到零，D1、D2关断，i2达到最大值，之后i2从正向最大值线性下降，继续给电容C充电和向负载供电。S1、S2所承受的反向电压均降为[Ui + (N1/N2 )Uo ]/2，D1、D2所承受的反向电压均为[Ui−(N1/N2 )Uo]/2。

图3：t2~t3

 
四，开关模态 4[t3 ~ t4 ]

图4：t3~t4

 
在t3 时刻同时开通 S1和S2，直流电压Uin加在变压器原边绕组上，随着iLr上升，i2下降，此时副边整流二极管D3尚未关断，副边绕组电流仍继续给电容C充电和向负载供电，D1、D2所承受的反向电压由[Ui−(N1 /N2 )Uo ] /2上升为Uin。t4时刻iLr已上升到磁化电流iLm 值，i2=0，D3反偏，随后Lm与Lr再次线性充电，新的PWM 开关周期又开始了。
 

图5：稳态原理波形

 
致能科技240W氮化镓解决方案
以下是广东致能科技240W/15~48V输出范围可调，有桥PFC+双管反激全GaN方案如图6所示，本方案设计简单，控制器可选择范围广。该方案高24mm，长74mm，宽74mm，在这么一个薄小的设计能达到较好的效率。在230Vac和48V输出条件下，四点平均能效达到95%，在230Vac和48V5A时，效率高达95.7%。

 
图6：240W-双管反激方案电源

方案中使用广东致能科技自主研发的Cascode结构的D-GaN，分别是ZN65C1R070L-70mohm与ZN65C1R0200L-200mohm如下图7所示。这种管子结构的主要优点是，完整的共源共栅 D-GaN 开关具有低压硅MOSFET的栅极特性。所以，现有的商用MOSFET 栅极驱动器可以轻松驱动共源共栅D-GaN开关。另外，硅MOSFET的栅极特性是众所周知的，因此没有未知特性需要解决，同时致能科技GaN管具有很好的动态电阻特性，温度特性好。器件的栅极电荷比普通硅MOS低8倍，栅极电荷低保证器件快速开关从而降低驱动损耗与开关损耗。尽管 D-GaN 器件没有反向体二极管，但由于本身是双向器件，因此也能够反向导通。只要它们的反向电压超过栅 极阀值电压，它们就可以开始进行导通，导通压降比e-GaN小与硅MOS相当。
               
 

 
图7：广东致能科技自研氮化镓MOS

 
该方案的PFC使用L4985 CCM峰值电流模式控制器，配合广东致能科技自主研发的ZN65C1R070L-70mohm的GaN功率管组成的PFC电路，在230Vac和满载情况下PFC的效率97.8%。该控制器具有高压自启动能力，能保证PFC电路优先启动输出400V母线电压，从而为后级提供稳定的高压输入电压，为后级变压器大匝比提供工作条件，PFC原理如图8所示。
 

图8：240W PFC电路原理图

 
DC-DC部分使用安森美的NCP1342高频QR反激式脉宽调制 (PWM) 控制器，使用驱动变压器驱动两颗ZN65C1R200L-200mohm的GaN功率管，组成双管反激拓扑架构，满载条件下频率130KHz，变压器采用大匝比，这样电源能接近工作在ZVS状态并且漏感能量能被完全回馈到电源输入端而达到很高的转换效率。同步整流控制器MPS6908A支持高低电压供电且外围电路非常简单，输出整流采用150V，9.3hohm的SJ FET BSC093N15NS5。双管反激原理如图9所示。

图9：240W双管反激与同步整流电路原理图

能效测试

传导测试

图14：EMC-CE

待机功耗

图15：待机功耗

温升测试
 

 
双管反激变换器与LLC谐振变换器的特性对比
LLC在高压输入即重载时的效率表现非常好，但是在低压输入即轻载时的表现相对较弱。总的来说在100W~300W范围段，双管反激的平均效率较好。它提供了与LLC谐振解决方案接近的效率，还有大幅改良的待机功率性能，与宽范围调压输出特性。双管反激式拓朴能够成为颇具吸引力的解决方案，可替代复杂的LLC谐振转换器，用于笔记本电脑适配器、LED-TV电源、LED照明驱动器、一体型电脑电源和大功率充电器应用

 
总结

双管反激作为单管反激的拓扑延伸，对工程师具有良好的设计习惯延续。同时该拓扑具有低电压应力、漏感能量回收和高可靠性的优势，输出电压宽范围可调，使用我司高性能GaN管实现接近ZVS 的零电压开通特点，很适合设计PD3.0/3.1大功率快充电源、大功率充电器。