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对于 48V 电源系统中的 GaN FET 应用，现有的一种方法是使用基于 DSP 的数字解决方案来实现高频和高效设计。这在很大程度上是由于缺乏设计用于 GaN FET 的合适控制器的可用性。DSP 解决方案需要额外的 IC，这会增加额外的复杂性和挑战。在本文中，作者介绍了一种与 GaN FET 兼容的模拟控制器，该控制器的材料清单数量很少，让设计人员能够以与使用硅 FET 相同的简单方式设计同步降压转换器，并提供卓越的性能
众所周知，与传统的硅 FET 相比，氮化镓 (GaN) FET 已展示出卓越的电路内性能。由于 GaN FET 的高效率而产生的热量更少，系统成本也可以大大降低。然而，构建商用电源的公司在使用 GaN FET 进行大规模生产时面临着一些挑战。以下是我们从客户那里听到的一些示例：
“基于 GaN FET 的设计与我们对硅 FET 所做的完全不同。” （电源制造商）
“使用 GaN 需要数字控制，我们对此犹豫不决；设计模拟电路更容易，成本更低，而且我们知道该怎么做。” （电信公司）
“GaN FET 即将问世，而且意义重大。如果我们可以开始缩小散热器尺寸，这将是一件大事，但问题是我们需要一个微控制器来配合它。” （家电厂商）
许多设计工程师已经看到使用 GaN FET 的好处。然而，他们一直犹豫将 GaN 带入实际设计，主要是由于设计复杂性。随着 GaN FET 成本的降低，与硅 FET 相比较高的成本可以通过系统级节省来抵消。如果我们假设客户永远是对的，那我们该如何帮助他们？
在瑞萨电子，我们正在 48V 系统中使用 100V GaN FET 来解决这个问题。本文将探讨这种方法，以及解决客户问题的方式与以前的方法完全不同。
自从开发了电话设备以来，电信和无线基础设施应用通常使用 48V 直流电源。近年来，数据中心和高端汽车系统也开始采用 48V，因为它仍然被认为是安全的低压，安全要求要低得多，但允许使用更小规格的电线，压降最小。已发表多篇文章讨论迅速兴起的 48V 市场1。
5G AAU（有源天线单元）的典型电源树图如图 1 所示。从系统的 -48V 输入总线，有一个 DC/DC 转换成数百瓦或千瓦级，将 -48V 转换为 +28V，或+48V~+56V，馈入大功放阵列。转换后的正电压还可以创建 12V 或 5V 总线来为其他系统负载供电，例如时序/时钟、内存、ASIC/FPGA 等。（如果 -48V 已经与主电源隔离，则不需要隔离，例如交流或可再生能源）。显然，随着 5G 市场的迅速崛起，在 AAU 和 BBU（基带单元，未显示）中有多个不同功率级别的 48V 转换，具有巨大的市场潜力。投资于额定电压为 80V 或 100V 的 GaN FET 以取代传统的硅 FET 符合 GaN 制造商的最大利益。
在无线基础设施应用中采用 GaN 的一些潜在好处包括提高系统效率、最小化解决方案尺寸、降低电力成本和简化热管理。特别是对于 5G AAU，它甚至可以减轻系统重量，考虑到更分散且有时具有挑战性的安装，这一点非常重要。
图 1：典型 5G AAU 电源树图（未显示交流电源）
详细的电源架构取决于站点类型、覆盖范围、位置以及与电网或远程电源的距离。
先前发布的使用 GaN FET 方法的 48V 总线电源转换参考设计来自最著名的 GaN FET 公司之一，高效电源转换 (EPC)，EPC9143（如图 2 所示）。整个设计是开源的2。
该参考设计基于行业标准的 1/16砖转换器占位面积，可根据两相交错配置从 18V 输入转换为 60V，并转换为额定电流为 25A 的 12V 输出。除了 EPC GaN FET 之外，该设计还使用了 16 位数字控制器，运行频率为 500kHz，并提供 >95% 的峰值效率（该控制器具有 DSP 内核和额外的模拟部分，为简单起见，我们将其称为 DSP文章）。
图 2：带有 DSP 控制器的 EPC9143 参考设计，顶部和底部
虽然这种设计无疑提供了非常令人印象深刻的性能，但我们的团队注意到它还使用了六个其他集成电路 (IC)，如图 2 参考设计所示。
使用许多数字电源控制器，用户可以灵活地重新编程输出电压和保护阈值，并且可以添加其他所需的功能。然而，对于某些 48V 应用，一旦设计确定，就不需要重新编程这些配置，因此控制调制器可以以模拟方式设计，与数字方式一样有效。在瑞萨，我们开始考虑是否可以将 EPC9143 中所需的七颗 IC 组合并替换为仅使用一颗模拟 IC，并且仍能实现类似的性能。虽然 DSP 解决方案几乎实现了 GaN FET 设计的最大潜力，而且效率远高于硅 FET，但以更简单的 BOM 实现相同目标将为客户提供更高功率密度和更低解决方案成本的好处，这与效率同样重要。
在简化产品定义、IC 设计和全面验证工作之后，瑞萨电子开发了一款 80V 双同步降压控制器，专门针对驱动 E 模式 GaN FET 进行了优化，即 ISL81806（图 3）。
图 3：ISL81806 80V 双输出/两相 GaN FET 控制器
ISL81806 使用两相交错式拓扑结构，可以并联成多达六个交错相来承受千瓦级负载，而无需外部数字控制来分配相位。
其他功能包括：
宽输入电压范围：4.5V 至 80V – 允许电信应用
宽 Vout 范围：0.8V 至 76V
支持恒压或恒流输出
宽开关频率：100Khz 至 2MHz
击穿保护、OCP、OVP、OTP、UVP
每个输出的独立 EN 和软启动
针对增强型 GaN FET 优化的栅极驱动和死区时间
EPC 和 Renesas 开发了一种新的参考设计板4，称为 EPC9157（图 4）。它采用与图 2 中的 DSP 解决方案相同的两相交错拓扑和 1/16砖模块外形尺寸进行设计。该板的额定输入电压、输出电流和相同的 500kHz 频率与 DSP 解决方案相同. （在本文发布时，此板可额定为 80V 输入）。
图 4：使用 ISL81806 和四个 GaN FET 的 EPC9157 EVB，仅模拟控制
基于 DSP 的 EVB 和基于模拟的 EVB 的效率如图 5 所示，在峰值功率时非常接近。基于模拟的 EVB 具有更好的轻负载效率，部分原因是单个模拟控制器消耗的工作电流 (50μA) 比 DSP 解决方案所需的七个组合 IC 少，并且可以直接使用 12V 输出作为 IC 电源的外部偏置。
图 5：效率比较（左：使用 DSP 的 EPC9143，右：使用 ISL81806 的 EPC9157）
下面的图 6 显示了数字和模拟解决方案之间的主要 BOM 差异（省略了无源组件）。很明显，模拟解决方案电路BOM非常简单，只需要一个IC，不需要任何编程。
图 6：BOM 差异
虽然 ISL81806 已经提供了一流的效率、解决方案尺寸和物料清单尺寸，但在未来的修订中仍有改进的空间。正如 GaN FET 技术在过去几年中迅速发展一样，瑞萨电子致力于定义和设计匹配控制器的团队也面临着新的挑战和机遇。
未来发展可能带我们进入的一些方向包括（但不限于）：
提高击穿电压
100V 可能是远程 AAU 以及板安装砖电源模块的首选，特别是对于具有长电缆的电信，以使其更加坚固。
更强和分离的栅极驱动
可能需要更强的栅极驱动器以获得更高的效率。然而，这也带来了非常快的 dV/dt，它有可能因任何非理想布局的大杂散电感产生的负电压损坏 IC。可能需要单独开启/关闭以优化开关速度，如参考文献 5 中的 RAA226110 等分立 GaN 驱动器 IC。
优化布局的小封装
GaN 供应商推荐不带扩展引脚的 CSP 或 BGA 等小型封装，以进一步降低系统杂散电感。但是，某些具有潜在恶劣环境部署的应用程序不能接受 CSP 或 BGA 封装。
IC工艺改进
IC 开关节点需要非常稳健，才能在开关期间处理高 dV/dt > 200V/ns 和负电压。内部自举二极管可能更喜欢接近零 Qrr 以启用高频。此类要求可能会挑战 IDM 或代工厂以改进其 IC 制造工艺。
对死区时间优化的更多研究
出于安全目的，需要在高边开关关闭和低边开关打开之间留有一点死区时间。在死区时间期间，GaN FET 的“体二极管”功能传导负载电流。GaN FET 具有独特的“体二极管”模式，Qrr 为零，但正向压降相当大6. 因此，在死区时间期间，不仅导通损耗增加，而且自举电容可能会过度充电，从而损坏顶部器件。为了优化非常小的且仍然安全的死区时间，我们还必须考虑由于温度和批量生产分布导致的 IC 和其他 BOM 参数偏移。像 ISL81806 这样的 E-MODE 控制器使用针对 GaN FET 优化的固定最小死区时间，EPC9157 EVB 设计有外部低成本保护电路，以避免自举电容器过度充电。然而，这可能限制了实际的工作频率。一些 DC/DC IC 供应商添加了死区时间编程引脚或使死区时间数字可编程。无论哪种方式，这都将死区时间选择的艰巨工作留给了电路设计人员，并且未来可能需要更智能的 IC 功能。
增加灵活性以适应各种 GaN 技术
与普通硅 FET 不同，各种 GaN FET，甚至所有基于增强模式的 FET 都可能具有完全不同的设计。例如，推荐的栅极电压在制造商6之间可能存在很大差异，并且由于它们需要在不同的 OVP 水平下受到保护而成为问题。除了未来提供的其他可能变量之外，栅极驱动电压可能需要可编程。
GaN FET 前景光明，有朝一日，它们可能会以合理的成本和更好的性能成为硅 FET 的“直接替代品”，而 ISL81806 等控制器正在通过进一步的产品开发帮助实现这一目标. 当设计适当的控制器来控制它们时，现在使用 GaN FET 就像使用硅 FET 一样容易。
审核编辑：汤梓红
工商网监
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