一种新型单级功率因数校正（PFC）变换器

一种新型单级功率因数校正（PFC）变换器

摘要：提出了一种新型的功率因数校正单元（flyback＋boost单元）。这种功率因数单元具有两种工作状态，反激变换器状态和boost电感状态。基于这种PFC单元，得到了一种新型的单级功率因数校正变换器，实验结果证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以自动限制储能电容上的电压。

关键词：单级功率因数校正；flyback＋boost单元；变换器

1  引言

    为了减少对交流电网的谐波污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如IEC1000-3-2，它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。

    为了使输入电流谐波满足要求，必须加入功率因数校正（PFC）。目前应用得最广泛的是PFC级＋DC/DC级的两级方案，它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能，但它的缺点是电路复杂，成本也高。

    近年来，提出了很多单级功率因数校正AC/DC变换器^[1－3]，特别是在小功率应用场合。在单级PFC变换器中，PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流和输出电压的调节，它的优点是电路简单，成本低。然而，这些变换器也存在着不少缺点，如效率低，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点限制了单级PFC变换器的应用。

    本文提出了一种新型的单级功率因数校正单元（flyback＋boost单元）。通过控制flyback＋boost单元工作在不连续导电模式，使得输入电流自动跟随输入电压，实现功率因数校正，并且自动限制中间储能电容上的电压。基于这种单元，得到了一种新型的单级功率因数变换器。实验证明这是一种很好的单级PFC变换器。

2  基于flyback＋boost单元的单级功率因数校正AC/DC变换器

2.1  flyback＋boost单元的工作状态

    本文提出的新型单级功率因数校正变换器如图1所示。

图1  带flyback＋boost单元的单级PFC变换器

    当工作在不连续导电模式（DCM）下，flyback＋boost单元的工作状态可以概括为两种状态，即反激变换器状态和boost电感状态。

    1)反激变换器状态当|v_in(t)|<(v_c1－n₁V_o)〔式中v_in(t)表示交流输入电压瞬时值，v_c1表示中间储能电容的电压，n₁表示变压器T1的变比〕期间，T₁工作在一般的反激变换器状态。在一个开关周期内，当S₁开通时，L₁(表示T₁的初级电感)经D₅充电，储存能量；当S₁关断时，由于|vin(t)|<(vc1－n₁V_o)，D₆不能导通，储存在T₁中的能量全部传递到输出端。可见，在|v_in(t)|<(v_c1－n₁V_o)期间，flyback＋boost单元的工作原理与反激变换器一样。

    2）boost电感状态当|v_in(t)|>(v_c1－n₁V_o)期间，T₁相当于一个boost电感。在一个开关周期内，当S₁开通时，L₁经D₅充电储能；当S₁关断时，由于|v_in(t)|>(v_c1－n₁V_o)，D₆导通，储存在T₁上的能量向C₁充电，其工作方式与一般的boost电感型单级PFC变换器一样。

    两个工作状态的工作波形如图2所示。

图2  flyback＋boost单元的两个状态

    这种新型的单级PFC变换器具有一个显著的优点，那就是能够自动限制中间储能电容上的电压。因为，当PFC单元处于反激变换器状态时，反激变换器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（|v_in(t)|＋V_o·n₁），只有当（|v_in(t)|＋V_o·n₁）>v_c1时，C₁才会被充电，此时PFC单元进入boost电感状态，所以，储能电容上的电压最终被限制在（V_in(peak)＋V_o·n₁）。

2.2  变换器的工作原理

    因为PFC单元具有两种工作状态，以下将分别介绍在这两种工作状态下变换器的工作原理。

    1）当PFC单元工作于反激变换器状态时，在一个开关周期内，变换器经历了三个工作状态，电路中主要电流波形如图3所示。

图3  Flyback状态电路中电流波形

    状态1[t₀，t₁]S₁导通，D₅导通，D₆，D₇反向关断，流过L₁的电流线性增加。同时D₈导通，C₁的能量通过T₂释放。流过L₁的电流为

    i_in(t)=(t－t₀)（1）

式中：V_in(peak)为交流输入电压的峰值；

          ω为交流输入电压的角频率。

    状态2[t₁，t₂]在t₁时刻，S₁关断，D₈关断，D₉续流导通。D₅关断，D₆也关断。此时D₇导通，储存在T₁上的能量传递到输出端，直到t₂时刻，T₁的能量完全释放。

    状态3[t₂，t₃]在t₂时刻，D₇自然关断。此时S₁，D₅，D₆，D₈也关断，D-续流导通，直到S₁重新导通。

    从以上分析可以知道，经过整流桥后的输入电流i_in是一个三角波，在一个开关周期内平均输入电流I_in(avg)可表示为

    I_in(avg)=D²T_s（2）

式中：T_s为变换器的开关周期；

      D为占空比。

    2）当PFC单元工作于boost电感状态时，在一个开关周期内，变换器也经历了三个工作状态，主要电流波形如图4所示。

图4  Boost状态电路中电流波形

    状态1[t₀，t₁]S₁导通，D₅和D₈导通，D₆，D₇反向关断，工作过程与上述的状态1相同。

    状态2[t₁，t₂]在t₁时刻，S₁关断。D₈关断，D₉续流导通。D₅，D₇关断。此时D₆导通，V_in和L₁通过D₆给C₁充电，直到t₂时刻，L₁的能量完全释放。

    状态3[t₂，t₃]在t₂时刻，D₆自然关断。此时S₁，D₅，D₇，D₈也关断，D₉续流导通，直到S₁重新导通。

    当状态1结束时，电感L₁的电流为

    i_in(t₁)=DT_s（3）

    在状态2期间有

    vc1－=L1（4）

式中：D₂₁为[t₁，t₂]时间段续流的占空比。

    在一个开关周期内，平均输入电流I_in(avg)为

    I_in(avg)=i_in(t1)(D＋D₂₁)=（5）

    由式（2）及式（5）可知，无论flyboost＋boost单元处于反激变换器状态或着boost电感状态，变换器都能实现功率因数校正。

3  实验结果

    根据图1建立了实验电路，设计参数为

    输入  AC 170～230V；

    输出  16V/7.5A；

    频率  120kHz；

    电路主要参数  L₁=54.02μH，n₁=4.75。

    通过实验得到波形如图5所示。在满载时变换器的功率因数达到0.976，中间储能电容上的电压自动限制在380V。

(a)flyback＋boost单元处于反激变换器状态时输入电流波形

(b)flyback＋boost单元处于boost电感状态时输入电流波形

(c)输入电压与平均输入电流

图5  实验波形

4  结语

    本文提出了一种基于flyback＋boost单元的新型单级功率因数校正AC/DC变换器。这种变换器具有以下优点：

    1)自动限制中间储能电容上的电压；

    2)通过控制flyback＋boost单元的两种状态都工作于DCM模式下，获得了很高的功率因数。

    通过实验，证明这是一种很好的单级PFC变换器。