单级功率因数校正（PFC）变换器的设计

单级功率因数校正（PFC）变换器的设计  

摘要：介绍了一种单级功率因数校正（PFC）变换器，重点讨论了变换器的主要设计。

关键词：变换器；单级功率因数校正；设计

1    引言

    为了减少对交流电网的谐波污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如IEC1000-3-2，它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。

    为了使输入电流谐波满足要求，必须加入功率因数校正（PFC）。目前应用得最广泛的是PFC级＋DC/DC级的两级方案，它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能，但它的缺点是电路复杂，成本高。

    在单级功率因数校正变换器^[1]中，PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低的优点，适用于小功率场合。本文介绍了一种单级PFC变换器的基本原理及其设计过程。

2    单级PFC变换器

    单级PFC变换器的原理图如图1所示，是一种基于脉宽调制（PWM）的变换器。变换器的PFC级采用Boost电感电路，而DC/DC级采用双管单端正激电路结构。

图1    单 级 功 率 因 数 校 正 变 换 器 的 原 理 图

    PWM集成芯片采用了UC3842，是一种电流型控制的专用芯片，具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容，连接在驱动变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构，得到两路同相隔离的驱动信号，从而实现了DC/DC级的双管驱动。

    变换器的过流保护由电阻R₉检测到开关管的过流信号，封锁UC3842的输出信号，实现过流保护。电压负反馈控制由电阻R₁₂和R₁₃获得输出电压信号。

    变换器的工作原理简述如下：当变换器接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压经电阻R₁₇降压后，给UC3842提供启动电压。进入正常工作后，二次绕组N₃提供UC3842的工作电压（12V）；绕组N₂的高频电压经整流滤波，由TL431获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到UC3842，去控制开关管的导通与截止，实现稳压的目的。在一个开关周期T_s内，控制Boost电感工作在不连续导电模式（DCM）下，使得输入电流波形自然跟随输入电压波形，从而实现了功率因数校正。

3    变换器的设计

3.1    EMI滤波器的设计

    EMI滤波器能有效地抑制电网噪声，提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性^[2]。单级PFC变换器的PFC级工作在不连续导电模式下，其输入电流波形为脉动三角波，因此其前端需添加EMI滤波器以滤除高频纹波。

    EMI滤波器电路如图1所示，包括共模扼流圈（亦称共模电感）和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰，其电感量与EMI滤波器的额定电流有关。本文中的单级PFC变换器的额定电流为1A，取共模电感值为15mH。滤波电容C₁₁和C₁₃主要滤除串模干扰，容量大致为0.01μF～0.47μF。C₁₄和C₁₅跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效抑制共模干扰，容量范围是2200pF～0.1μF。

3.2    功率器件的选取

    变换器的开关器件一般均选用功率场效应管（MOSFET），依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级，并预留有1.5～2倍的电压和2～3倍的电流裕量。在单管变换器中，开关器件的电压UCEO通常可按经验公式选取

    U_CEO=U_dmax/(1－D)    （1）

式中：U_dmax为漏源极的最大电压；

      D为占空比。

    开关器件的电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。本文中，由于采用双管电路结构，每个开关管所承受的电压为U_CEO的一半，故选用耐压500V、电流8A的IRF840。

    变换器中PFC级的二极管选用了超快速恢复二极管，而DC/DC级整流输出端选用肖特基整流二极管，以减小二极管的压降。

3.3    变换器电感的设计

    在单级PFC变换器中，为了实现功率因数校正，通常控制PFC级的Boost电感工作在不连续导电模式；而为了提高变换器的效率，DC/DC级一般采用连续导电模式，在一个开关周期内，通过L₁和L₂的电流如图2所示。

图 2    开 关 周 期 内 通 过L₁和L₂的 电 流

    为了使Boost电感工作于DCM，则有

    <    （2）

    f(D)≈{exp1.96/〔1/(1－D)^3/2－1〕－1}/1.6（3）

式中：R_L为变换器的负载电阻；

      L₁为Boost电感值；

      T_s为变换器的开关周期；

      D为占空比；

      η为变换器的效率；

      U_C1为中间储能电容上的电压；

      U_o为输出电压。

    为了使得DC/DC级工作在连续导电模式下，则有

    >(1－D)    （4）

式中：L₂为DC/DC级的储能电感值。

    在本文中，要求T_s=8.33μs，D=0.2，U_o=16V，R_L=2.133Ω，U_C1=380V。故选取L₁=100μH，L₂=20μH。

    功率因数校正的实验结果如图3所示。图中，第一条波形是交流输入电压经整流桥后的电压波形，第二条波形是流经Boost电感L₁的电流波形，近似于正弦波。实验得到的功率因数为0.97。

图3    输入电压V_in与电流i_L1

3.4    高频变压器的设计

    高频变压器是变换器的核心元件，它的性能好坏不仅影响其本身的发热和效率，而且还会影响到变换器的技术性能和可靠性。

    1）磁芯的选用

    本文的负载设计为U_o=16V，I_o=7.5A，由高频变压器的二次绕组N2绕组提供。而绕组N₃提供UC3842的工作电源，其输出功率很小，可忽略。由设定条件可知，高频变压器的输出功率为

    P₂=16×7.5=120W

    根据文献[3]给出的输出功率与磁芯尺寸的关系，选用了PQ32－30磁芯，其有效截面积为167mm²。

    2）绕组匝数的确定

    变压器初级绕组电压幅值U_P1为

    U_P1=U_C1－ΔU₁≈U_C1=380V    （5）

式中：U_C1是变压器输入直流电压(等于中间储能电容上的电压)；

          ΔU₁是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和，在实际计算中可以忽略。

    变压器二次绕组N₂的电压幅值U_P2

    U_P2==83.5V（6）

式中：ΔU₂是变压器二次绕组的电阻压降与整流管的压降之和。

        初级绕组匝数N₁为

    N₁=    （7）

式中：f是开关频率（120kHz）；

           ΔB_m是磁通增量，此处取ΔB_m=0.15T。

    N₁=×10⁴=25.3匝    （8）

    实际取N₁为26匝。

    二次绕组N₂匝数为

    N₂=N₁=×26=5.7≈6匝    （9）

    二次绕组N₃提供UC3842的12V工作电压，其匝数由下式得到

    N₃=N₁=≈4匝（10）

式中：U_P3为二次绕组N₃的电压幅值。

4    结语

    应用脉宽调制集成控制芯片UC3842构成的单级PFC变换器，具有电路结构简单、成本低等优点。不仅获得稳定的输出，而且实现了功率因数校正。