深入了解差动放大器

经典的四电阻差动放大器看似简单，但许多电路实现方式表现不佳。本文基于实际生产设计，展示了分立电阻、滤波、交流共模抑制和高噪声增益遇到的一些缺陷。

大学电子课程说明了理想运算放大器的应用，包括反相和同相放大器。然后将这些组合在一起以创建一个差动放大器。经典的四电阻差动放大器（如图1所示）非常有用，在教科书和文献中已有40多年的描述。

图1.经典差动放大器。

该放大器的传递函数为

 

(1)

 

当R1 = R3且R2 = R4时，公式1简化为

 

(2)

 

这种简化在教科书中发生，但在现实生活中从未发生过，因为电阻器永远不会完全相等。此外，对基本电路的其他修改可能会产生意外行为。以下示例来自实际应用问题，尽管它们已被简化以显示问题的本质。

CMRR

差动放大器的一个重要功能是抑制两个输入共有的信号。参考图1，例如，如果V2为5 V，V1为3 V，则两者共用4 V。V2 比普通电压高 1 V，V1 低 1 V。差值为2 V，因此R2/R1的“理想”增益将应用于2 V。如果电阻不完美，部分共模电压将被差动放大器放大，并出现在V处外作为 V1 和 V2 之间的有效差异，无法与真实信号区分开来。差动放大器抑制这种能力称为共模抑制（CMR）。这可以表示为比率（CMRR）或转换为分贝（dB）。

在1991年的一篇文章中，Ramón Pallás-Areny和John Webster表明，假设一个完美的运算放大器，共模抑制是

 

(3)

 

其中 Ad是差动放大器的增益，T是电阻容差。因此，在单位增益和1%电阻下，CMRR为50 V/V，或约34 dB;采用0.1%电阻时，CMRR为500 V/V或约54 dB，即使给定具有无限共模抑制的完美运算放大器也是如此。如果运算放大器的共模抑制足够高，则总CMRR会受到电阻匹配的限制。一些低成本运算放大器的最小CMRR在60 dB至70 dB范围内，使计算更加复杂。

低容差电阻器

图2所示的第一个次优设计是使用OP291的低侧电流检测应用。R1至R4为分立式0.5%电阻。根据Pallás-Areny的论文，最好的CMR是64 dB。幸运的是，共模电压非常接近地电位，因此CMR不是该应用中的主要误差源。容差为1%的电流检测电阻将产生1%的误差，但该初始容差可以校准或调整。然而，工作范围超过80°C，因此必须考虑电阻的温度系数。

图2.具有高噪声增益的低侧检测。

对于极低值的分流器，请使用 4 端子开尔文检测电阻。使用高精度0.1 Ω电阻，直接连接到电阻，因为零点几英寸的PCB走线很容易增加10 mΩ，导致超过10%的误差。但错误变得更糟;PCB上的铜走线的温度系数大于3000 ppm。

必须仔细选择检测电阻的值。值越高，信号越大。这很好，但功耗（I2R）增加，可以达到几瓦。对于较小的值，在毫欧范围内，来自导线或PCB走线的寄生电阻可能会导致重大误差。为了减少这些误差，通常采用开尔文传感。可以使用专用的 4 端子电阻器（例如 Ohmite LVK 系列），也可以优化 PCB 布局以使用标准电阻器，如“通过改进低值分流电阻器的焊盘布局来优化大电流检测精度”。对于非常小的值，可以使用PCB走线，但这不是很准确，如“PCB走线的直流电阻”中所述。

商用 4 端子电阻器，例如 Ohmite 或 Vishay 的电阻器，对于 0.1% 容差和非常低的温度系数，可能需要花费几美元或更多。完整的误差预算分析可以显示可以提高精度的地方，同时将成本增加降至最低。

一个关于没有电流通过检测电阻的大失调（31 mV）的抱怨是由“轨到轨”运算放大器引起的，该运算放大器无法一直摆动到接地的负轨。轨到轨这一术语具有误导性：输出将接近供电轨——比经典的发射极跟随器输出级近得多——但永远不会完全达到供电轨。轨到轨运算放大器指定最小输出电压 V老，来自 V中欧（周六）或 RDS（开）× I负荷，如“MT-035：运算放大器输入、输出、单电源和轨到轨问题”中所述。噪声增益为30时，输出为1.25 mV × 30 = ±37.5 mV，由于关断电压。但输出只能降至35 mV，因此对于35 A负载电流，输出将在37 mV至5.0 mV之间。操作系统，输出可高达72.5 mV，无负载电流。最大 V操作系统30 μV 和最大 V老在8 mV时，AD8539等现代零漂移放大器可将总误差降低到检测电阻引起的误差占主导地位的程度。

另一个低边检测应用

下一个示例如图3所示，噪声增益较低，但使用的是低精度四通道运算放大器，失调为3 mV，失调漂移为10 μV/°C，CMR为79 dB。在5 A至0.3 A范围内需要±6 mA的精度。使用±0.5%检测电阻时，无法达到所需的±0.14%精度。使用100 mΩ电阻时，±5 mA电流产生±500 μV压降。遗憾的是，运算放大器在整个温度范围内的失调电压是测量值的十倍。即使使用 V操作系统修整为零，50°C的变化将消耗整个误差预算。噪声增益为13时，V的任何变化操作系统将乘以 13。为提高性能，请使用零漂移运算放大器，例如AD8638、ADA4051或ADA4528、薄膜电阻阵列和更高精度的检测电阻。

图3.低边检测，示例 2。

高噪声增益

图4所示设计试图测量高端电流。噪声增益为250。运算放大器OP07C的额定电压最大值为150μV操作系统.最大误差为150 μV×250 = 37.5 mV。为此，请使用零漂移运算放大器ADA4638，该放大器在–12°C至+5°C范围内失调40.125 μV。 然而，对于高噪声增益，共模电压将非常接近检测电阻两端的电压。OP07C的输入电压范围（IVR）为2 V，这意味着输入电压必须至少比正电源轨低2 V。对于ADA4638，IVR = 3 V。

图4.高端电流检测。

单电容器滚降

图 5 中所示的示例稍微微妙一些。到目前为止，所有方程都集中在电阻上;但是，更准确地说，方程应该参考阻抗。通过添加有意或寄生电容，交流CMRR取决于目标频率处的阻抗比。在本例中，为了降低频率响应，在反馈电阻两端增加了电容C2，这通常用于反相运算放大器配置。

图5.尝试创建低通响应。

为了匹配阻抗比Z1 = Z3和Z2 = Z4，必须添加电容C4。购买 0.1% 或更好的电阻器很容易，但即使是 0.5% 的电容器也可能超过 1.00 美元。在极低频率下，阻抗可能无关紧要，但电容容差或PCB布局导致两个运算放大器输入端的0.5 pF差值会使交流CMR在6 kHz时降低10 dB。如果使用开关稳压器，这一点可能很重要。

AD8271、AD8274或AD8276等单芯片差动放大器的交流CMRR要好得多，因为运算放大器的两个输入位于芯片上的受控环境中，而且价格通常低于分立式运算放大器和四个精密电阻。

运算放大器输入之间的电容

为了降低差动放大器的响应，一些设计人员尝试通过在两个运算放大器输入之间增加电容C1来形成差分滤波器，如图6所示。这对于仪表放大器来说是可以接受的，但对于运算放大器则不然。V外将上下移动以关闭通过 R2 的环路。在直流时，这不是问题，电路的行为如公式2所述。随着频率的增加，C1的电抗降低。提供给运算放大器输入端的反馈较少，因此增益增加。最终，运算放大器工作开环，因为输入被电容短路。

图6.输入电容降低了高频反馈。

在波特图中，运算放大器的开环增益在–20 dB/dec时减小，但噪声增益在+20 dB/dec时增加，导致–40 dB/dec交叉。正如控制系统课上所教的那样，这保证了振荡。作为一般准则：切勿在运算放大器的输入之间使用电容（很少有例外，但此处不涉及。

结论

四电阻差动放大器，无论是分立式还是单片式，都被广泛使用。为了实现可靠的、值得生产的设计，请仔细考虑噪声增益、输入电压范围、阻抗比和失调电压规格。

审核编辑：郭婷