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1 引言
作为发射器的最后一级，功率放大器供给负载所需要的、额定的不失真功率以控制负载工作，使得信号通过天线发送出去，同时减少误码。它不要求最大的功率放大倍数，而是要求获得最大的、不失真（或者失真但合乎要求）的输出功率。由于移动通信的普及，提高手机的功率效率、降低电源消耗、减小体积重量、延长通话时间成为开发移动电话急需解决的技术问题。在系统的功耗中发射机占了绝大部分，其末级的功率放大器又是最关键的部件，存在着较大的功率损耗。对于不同类型的发射机，末级功率放大器占整个系统功耗的60%～ 90%，制约了系统性能。因此，需要设计一种高效率功放，这对于常规的电子设备，例如中继通信站等，提高效率，降低电源损耗、降低维护成本也有重要的意义。
本文研究了一个用0.6μm CMOS工艺实现的功率放大器， E型功率放大器具有很高的效率，它工作在开关状态，电路结构简单，理想功率效率为 100%，适应于恒包络信号的放大，例如FM和GMSK等通信系统。
2 工作原理
下面用图1所示的原理图进行说明E型功率放大器的工作机理。
当输入电压Vin大于开启电压时，晶体管工作在可变电阻区，漏源之间有很小的电阻，假设为r on，这相当于开关闭合；如果输入电压V in小于开启电压时，MOS管处于截至状态，没有电流流过漏级，这相当开关断开，因此电路原型可以用图2所示的模型表示，电容 C为MOS管的结电容或者外接电容。当开关闭合时，如图3所示，有 Vdd-Vd=L(d IL/dt)，由于ron 很小，所以Vd很小，近似为零。所以 Vdd≈L(dIL/d t)，解之得到：lL≈(V dd/L)t+ IL0，IL0是电感电流的初始值，可以看出当开关闭合后电流随时间线性增长。
在开关闭合时，如果电容不能充分放电，就要损耗1/2×CVd2的能量，所以电容必须能够在输入电压变化的瞬间充分放电，也即当dVd /dt=0时，Vd=0。一个信号由无数个谐波分量组成，利用 L1和C1组成的滤波器从 Vd的各次谐波中选择等于输入电压频率的基波分量，这也就对信号进行了相位或者频率的调制，在功率放大以后传送到负载上。电路中的参数随输入变化的关系如图5 所示。
由于ron很小，所以在开关闭合的时候， ron上的电压远远小于电源电压V dd，它不会显著地影响输出回路中的电流，因此负载的输出功率基本上不受晶体管特性的影响。电路中每个节点的电压值都和电源的电压成正比，所以传送到负载上的功率也就和Vdd2成正比，同样 ron消耗的功率也和Vdd 2成正比，所以效率η=PRL / (Pron+PRL)在一定的范围内为一定值，同时通过调整电压可以保证一定的输出功率。
3 存在的问题及解决措施
虽然图1所示的电路在形式上简单，但是本身带有很多的问题。例如，作为开关使用的晶体管工作在可变电阻区，由于本身固有电阻 ron的存在，Ids= β[(Vgs-VT) Vds-(Vds2 /2)]，0＜Vds＜Vgs -VT，Ids为漏极电流， Vgs是栅源电压，VT是器件的开启电压，β是MOS晶体管的跨导系数。其中β=( με/tox)(W/L)； μ为沟道中电子的有效表面迁移率；ε是栅绝缘层的介电常数； tox是栅绝缘层的厚度；W是沟道宽度； L是沟道长度。为了减少电阻ron的损耗，它的宽长比要尽量的大。晶体管的输入电容C =εWL/tox一般都是通过感性负载耦合掉，超过一定的宽长比后，需要耦合的电感值就会太小，很难用CMOS工艺精确实现，而且大的栅漏电容 Cgd会引起输出端到输入端的强反馈，这导致了输入和输出之间的耦合。最后，单端输出电路每个周期都要向地或者硅衬底泄放一次大的电流，这可能会引起衬底耦合电流的频率和输入、输出信号的频率相同，从而在输出端产生了错误的信号?
3.1 差分结构
采用如图6的差分结构可以解决衬底耦合的影响。在差分结构中，输入端为差模电压。任意时刻，一个晶体管导通工作在可变电阻区，另一个工作在截止区，所以电流在一个周期中泄放到地或者衬底两次，由此而引起的耦合电流的频率为信号频率的两倍，这就消除了衬底耦合对信号的干扰。在同样的电源电压和输出功率条件下， Vd+只需为单端电压的1/2，因此通过差分结构中的每个晶体管的电流要比单端的小得多，所以在不增加开关消耗全部功率条件下，可以使用尺寸较小的开关晶体管。
3.2 交叉耦合结构
为了减小由于电阻ron 引起的损耗，引入了如图7所示的交叉耦合反馈结构。交叉耦合反馈使得晶体管可以在尽量短的时间内完成"开"和"关"状态的变化，功能如图8所示。假设 Vin+为正的高电压、V in-为负电压，Vin +高于开启电压VT， M1工作在可变电阻区，所以Vd+ 的电压为零点几伏，接近零；由于Vin -低于M4的开启电压， M4截止，Vd+作为M3的输入电压，其数值小于M3的开启电压，M3截止，因此加速了M4进入截止区；同时由于V d-的电压接近于Vdd ，Vd-作为M2的输入电压使得M2导通，这同样加速了晶体管M1进入深饱和。Vin+为负电压，V in-为正的高电压的情形类似。
4 电路实例
4.1 电路分析
图9是电路实例。为了增大功率增益采用了二级放大结构，M1,M4分别和M5,M8组成第一、二级差分结构；M2,M3分别和M6,M7组成相应的第一、二级交叉耦合正反馈；L1, L2, L3,L4 为激励电感；L5,L6 ,C1组成谐振与信号频率的谐振电路； RL为负载电阻。
4.2 参数选择
本电路采用的是0.6μm工艺。M1,M2,M3 ,M4：W=1680μm，L=0.6μm；M5,M8：W =6172μm，L=0.6μm；M6,M7：W=8230μm， L=0.6μm。L1,L2 , L3 ,L4为0.37nH；L5 ,L6 为0.8 nH；C1=5.1pF；RL =50W。
4.3 模拟结果
PSPICE上模拟得到：在1.75GHz，V dd=1.5V时，效率为70%，附加功率增益为45%，增益为10，带宽为560MHz。其结果由图10，图11，图12示出。
5 结论
根据理论分析和模拟结果知道，采用差分和交叉耦合反馈的结构可以提高E类放大器的效率，同时保证了一定功率增益和带宽。在集成电路中高 Q的电感有很重要的作用，所以最好在芯片上做成螺旋电感，确保电路中的电感值为最优值。
作为发射器的最后一级，功率放大器供给负载所需要的、额定的不失真功率以控制负载工作，使得信号通过天线发送出去，同时减少误码。它不要求最大的功率放大倍数，而是要求获得最大的、不失真（或者失真但合乎要求）的输出功率。由于移动通信的普及，提高手机的功率效率、降低电源消耗、减小体积重量、延长通话时间成为开发移动电话急需解决的技术问题。在系统的功耗中发射机占了绝大部分，其末级的功率放大器又是最关键的部件，存在着较大的功率损耗。对于不同类型的发射机，末级功率放大器占整个系统功耗的60%～ 90%，制约了系统性能。因此，需要设计一种高效率功放，这对于常规的电子设备，例如中继通信站等，提高效率，降低电源损耗、降低维护成本也有重要的意义。
本文研究了一个用0.6μm CMOS工艺实现的功率放大器， E型功率放大器具有很高的效率，它工作在开关状态，电路结构简单，理想功率效率为 100%，适应于恒包络信号的放大，例如FM和GMSK等通信系统。
2 工作原理
下面用图1所示的原理图进行说明E型功率放大器的工作机理。
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当输入电压Vin大于开启电压时，晶体管工作在可变电阻区，漏源之间有很小的电阻，假设为r on，这相当于开关闭合；如果输入电压V in小于开启电压时，MOS管处于截至状态，没有电流流过漏级，这相当开关断开，因此电路原型可以用图2所示的模型表示，电容 C为MOS管的结电容或者外接电容。当开关闭合时，如图3所示，有 Vdd-Vd=L(d IL/dt)，由于ron 很小，所以Vd很小，近似为零。所以 Vdd≈L(dIL/d t)，解之得到：lL≈(V dd/L)t+ IL0，IL0是电感电流的初始值，可以看出当开关闭合后电流随时间线性增长。
在开关闭合时，如果电容不能充分放电，就要损耗1/2×CVd2的能量，所以电容必须能够在输入电压变化的瞬间充分放电，也即当dVd /dt=0时，Vd=0。一个信号由无数个谐波分量组成，利用 L1和C1组成的滤波器从 Vd的各次谐波中选择等于输入电压频率的基波分量，这也就对信号进行了相位或者频率的调制，在功率放大以后传送到负载上。电路中的参数随输入变化的关系如图5 所示。
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由于ron很小，所以在开关闭合的时候， ron上的电压远远小于电源电压V dd，它不会显著地影响输出回路中的电流，因此负载的输出功率基本上不受晶体管特性的影响。电路中每个节点的电压值都和电源的电压成正比，所以传送到负载上的功率也就和Vdd2成正比，同样 ron消耗的功率也和Vdd 2成正比，所以效率η=PRL / (Pron+PRL)在一定的范围内为一定值，同时通过调整电压可以保证一定的输出功率。
3 存在的问题及解决措施
虽然图1所示的电路在形式上简单，但是本身带有很多的问题。例如，作为开关使用的晶体管工作在可变电阻区，由于本身固有电阻 ron的存在，Ids= β[(Vgs-VT) Vds-(Vds2 /2)]，0＜Vds＜Vgs -VT，Ids为漏极电流， Vgs是栅源电压，VT是器件的开启电压，β是MOS晶体管的跨导系数。其中β=( με/tox)(W/L)； μ为沟道中电子的有效表面迁移率；ε是栅绝缘层的介电常数； tox是栅绝缘层的厚度；W是沟道宽度； L是沟道长度。为了减少电阻ron的损耗，它的宽长比要尽量的大。晶体管的输入电容C =εWL/tox一般都是通过感性负载耦合掉，超过一定的宽长比后，需要耦合的电感值就会太小，很难用CMOS工艺精确实现，而且大的栅漏电容 Cgd会引起输出端到输入端的强反馈，这导致了输入和输出之间的耦合。最后，单端输出电路每个周期都要向地或者硅衬底泄放一次大的电流，这可能会引起衬底耦合电流的频率和输入、输出信号的频率相同，从而在输出端产生了错误的信号?
3.1 差分结构
采用如图6的差分结构可以解决衬底耦合的影响。在差分结构中，输入端为差模电压。任意时刻，一个晶体管导通工作在可变电阻区，另一个工作在截止区，所以电流在一个周期中泄放到地或者衬底两次，由此而引起的耦合电流的频率为信号频率的两倍，这就消除了衬底耦合对信号的干扰。在同样的电源电压和输出功率条件下， Vd+只需为单端电压的1/2，因此通过差分结构中的每个晶体管的电流要比单端的小得多，所以在不增加开关消耗全部功率条件下，可以使用尺寸较小的开关晶体管。
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3.2 交叉耦合结构
为了减小由于电阻ron 引起的损耗，引入了如图7所示的交叉耦合反馈结构。交叉耦合反馈使得晶体管可以在尽量短的时间内完成"开"和"关"状态的变化，功能如图8所示。假设 Vin+为正的高电压、V in-为负电压，Vin +高于开启电压VT， M1工作在可变电阻区，所以Vd+ 的电压为零点几伏，接近零；由于Vin -低于M4的开启电压， M4截止，Vd+作为M3的输入电压，其数值小于M3的开启电压，M3截止，因此加速了M4进入截止区；同时由于V d-的电压接近于Vdd ，Vd-作为M2的输入电压使得M2导通，这同样加速了晶体管M1进入深饱和。Vin+为负电压，V in-为正的高电压的情形类似。
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4 电路实例
4.1 电路分析
图9是电路实例。为了增大功率增益采用了二级放大结构，M1,M4分别和M5,M8组成第一、二级差分结构；M2,M3分别和M6,M7组成相应的第一、二级交叉耦合正反馈；L1, L2, L3,L4 为激励电感；L5,L6 ,C1组成谐振与信号频率的谐振电路； RL为负载电阻。
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4.2 参数选择
本电路采用的是0.6μm工艺。M1,M2,M3 ,M4：W=1680μm，L=0.6μm；M5,M8：W =6172μm，L=0.6μm；M6,M7：W=8230μm， L=0.6μm。L1,L2 , L3 ,L4为0.37nH；L5 ,L6 为0.8 nH；C1=5.1pF；RL =50W。
4.3 模拟结果
PSPICE上模拟得到：在1.75GHz，V dd=1.5V时，效率为70%，附加功率增益为45%，增益为10，带宽为560MHz。其结果由图10，图11，图12示出。
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5 结论
根据理论分析和模拟结果知道，采用差分和交叉耦合反馈的结构可以提高E类放大器的效率，同时保证了一定功率增益和带宽。在集成电路中高 Q的电感有很重要的作用，所以最好在芯片上做成螺旋电感，确保电路中的电感值为最优值。
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