视频放大器/滤波器的模拟要求和实施

关键词： 放大器 , 滤波器 , 模拟 , 视频

模拟滤波

为什么模拟视频要使用过滤技术呢？如前所述，将模拟视频信号与数字视频信号相互转换是很常见的。对显示器和DVD刻录机等接收设备来说，这就需要使用模数转换器(ADC)。对机顶盒和DVD播放器来说，就需要使用数模转换器(DAC)。ADC和DAC提供的画质都取决于采样频率。

为了保持较好的图像质量，经数据转换的图像必须经过滤波（见图1）。这时我们就要在信号路径上放置模拟滤波器。用滤波器来消除DAC图形（即重构滤波器）。

图1 经过滤波器的标清视频DAC图形

消除DAC和ADC图形可提高画质。不过，我们应采用哪种滤波器类型呢？需要多少极点呢？最适合视频信号的截止频率、平坦度和群延迟是什么呢？如果问10位工程师这个问题，我们可能会得到10个不同的答案。

比较好的做法是，尽可能保持带通的平坦度，以及大部分衰减靠近数据转换器的采样频率。如果只考虑这个要求，我们可以采用椭圆滤波器或契比雪夫滤波器等类型。如果只关心电平平坦度和衰减，那么这些滤波器会比较理想，使任何系统都能满足SMPTE滤波器的特性要求。不过，我们不能忘记群延迟，因为SMPTE标准还包括群延迟方面的限制，系统应努力满足上述两种要求，而不是只满足一种要求。

因此，我们必须在电平平坦度、截止频率、衰减和群延迟差异间取得平衡，以获得合适的视频滤波器。大家一致认为，巴特沃思滤波器对消费类电子视频来说是一种较好的平衡型滤波器，电平响应实现了最大的平坦度，衰减率适当，群延迟也不错。它虽说不上是最理想的，但通常对系统而言已经足够好了。

滤波器示例

THS73x3系列是集成滤波器/放大器，采用功能改进型五阶巴特沃思滤波器结构，略微降低了Q 或峰值因数，以最小化群延迟差异。其缺点在于，平坦度不像真巴特沃思滤波器那么理想，但衰减性基本相同。

我们选择了五个极点而不是四个或六个，这是因为奇数阶滤波器有真正的实极点，而不是像偶数阶滤波器那样都提供复极点。有人可能认为实极点没什么关系，不过实际经验证明，实极点对有源滤波器系统会非常有用，特别是在采用 Sallen-Key架构时。Sallen-Key系统中有高频路径通过，能较方便地通过放大器带宽限制以外的高频。系统中的实极点可将高频信号通过旁路接地，不受放大器带宽限制的影响。因此，这有助于确保滤波器保持高频。

为了显示群延迟和电平平坦度的影响，我们模拟了一个五极的0.5dB契比雪夫滤波器，截止频率（在-0.5dB以下时）为10MHz。此外，我们还模拟了五阶功能改进型巴特沃思滤波器，截止频率（以-3dB以下时）为8.5MHz。从图2中可以看出每个滤波器的电平响应。与预期一样，契比雪夫滤波器的纹波为0.5，不过平坦度为10MHz，大大超过巴特沃思滤波器的平坦度。此外，在27MHz的临界点上，契比雪夫滤波器的衰减率较高，达到了56dB的衰减率。在27MHz上，巴特沃思滤波器只实现了46dB的衰减率。事实上，这对视频系统而言已经足够了。

图2 滤波器电平响应

使用有源滤波器时要牢记，滤波器的Q越高，放大器的带宽就越高。如果使用贝塞尔或巴特沃思滤波器乃至更高阶的版本，我们要把各级的Q保持相对较低。设计支持椭圆或契比雪夫响应的滤波器，其Q值较高，需要较高带宽的放大器才能适当实施。否则，放大器对滤波器就会造成影响，从而改变我们所需的响应。我们可通过修改组件值来实现上述目标，不过放大器之间的差异会因此变得更大。

无源滤波器和有源滤波器的比较

无源滤波器因为其成本较低，所以在目前比较常见。不过，在PCB电路板面积、占用、额外组件数量、组装时间、带通信号损失、对电感器造成电磁干扰以及容限方面，它又存在一些缺点。电感器和电容通常会存在±10%个体差异，特别是低成本组件的差异会更大一些。

在集成有源滤波器设计中（比如 THS73x3 所采用的单位增益Sallen-Key滤波器），平坦度和峰值的差异可以得到严格的控制。我们对单位增益Sallen-Key滤波器进行敏感度分析。可以看出，只要电阻间和电容间与单位增益的匹配比较严格，那么只有截止频率会有所差异，Q不会出现差异。如果Q出现差异，那么就会导致较大的群延迟差异，这是我们所不愿看到的。只要采用高质量电容和电阻，在假定放大器的自然带宽大大高于滤波器的截止频率情况下，有源滤波器的可控特性就必将大大优于无源滤波器。此外，有源滤波器占用的 PCB 电路板面积也要小很多，只需采购一个组件，这样就大大减少了组件数量。

多极无源滤波器还有一个重要特点，就是其截止频率不能轻易地被修改，若想修改就要花费大量工作，成本也很高。设计支持可选滤波器的有源滤波器就非常容易实施。对于不必改变滤波器频率的CVBS和S-Video系统来说，这一特性并不怎么吸引人，不过，对分量视频系统或G’B’R’系统来说，改变滤波器的频率就非常有用了，这样就能设置为 SD、ED或HD(720p/1080i)乃至1080p HD等不同标准。

上述情况对接受 Y’P’BP’R或G’B’R’分量视频信号的接收机系统来说尤为重要。举例来说，如果我们用固定的35MHz无源滤波器为显示器提供所有分量信号，那么在输入端采用480i或576i SD分量信号怎么办呢？一般的 DAC 对这种信号的采样频率为27MHz。如果DAC不带重构滤波器的话，那么27MHz基本频率两侧出现的图像将直接通过显示器的无源35MHz滤波器，造成图像未经衰减，因此显示器上显示的画质通常非常差。

ED 480p/576p信号也可能出现这种情况。此类信号通常采样频率为54MHz，视频带宽为 12MHz。因此，第二Nyquist区图像会在42MHz时出现。如果无源滤波器为35MHz或更高，那么图像的衰减也会很小，同样也会导致画质非常差。

这就说明了，可选滤波器对使用THS7303的DAC侧和使用THS7353的ADC侧的重要性。这种集成的滤波器/放大器采用可选的五阶功能改进型巴特沃思滤波器结构，可设为9MHz，满足 SD信号的需要，也可设为16MHz，满足ED信号需要，还可针对HD 720p/1080i信号设为35MHz，针对1080p等极快的信号设为大于150MHz的旁路模式。图3显示了有关情况。

图3 固定滤波器与可选滤波器的比较

为了提高灵活性，THS73x3的每个通道必须能实现独立控制。利用这一特性，我们就能选择35MHz以支持Luma通
道，又可选择16MHz以支持色差通道，根据模拟信号带宽要求，这都是可行的。不过这也有一个缺点，就是不同滤波器的延迟在相同频率比例下会有差异，如果不通过数字处理加以解决的话，就可能导致计时问题。

高端系统而言（其相位偏移和群延迟为非常重要的参数）也能受益于上述特性。这时，我们可用16MHz滤波器支持SD信号，确保整个SD频带内都能实现平稳的平坦响应，时域脉冲响应几乎不会出现过冲。这对支持ED信号的35MHz滤波器以及支持HD信号的旁路模式同样适用。

最后，无源过滤在不同频率上会造成较大阻抗差异，这会导致DAC和ADC的交互问题。此外，如果源电阻或端接电阻超出了75Ω的要求，也会导致振铃问题。THS73x3有源滤波器/放大器缓解了这一问题，其输入阻抗可大于1MΩ，而其输出阻抗在10MHz时则小于1Ω，从而有助于消除ADC的反冲问题或解码器输入钳位问题。

电源电压和功耗

大多数视频系统都采用单电源数据转换器，供电电压为3.3V。如果该电源可用于视频滤波器/放大器，那么系统使用会比较简单，也有助于减少一到两个电源数量，从而降低成本。THS73x3器件利用这一特点，采用2.7～5V的单电源工作。BiCom-3工艺根据设计，可以工作在上述电压上，在整个工作范围内都不会产生性能下降的问题。

图4显示了THS7303放大器作为DAC缓冲、接受外部输入的典型配置。它同时还使用3.3V电源，支持输出端的SAG校正。

图4 THS7303采用3.3V单电源的典型系统配置

功耗是另一个要考虑的因素。类似于THS73x3产品的5V单电源器件有很多，但大多功耗都达到500mW以上，有的甚至高达1.2W，这就会导致芯片温度非常高，很容易影响长期可靠性。THS73x3的工作电压为3.3V，功耗仅为55mW，这几乎消除了散热和可靠性方面的问题。

信号耦合

如果系统设计中已经采用了THS7303或THS7313 6dB增益放大器，并采用了参考接地的DAC或编码器驱动，那么DC输入模式会很理想。问题在于，DAC生成的电压有多低？如果同步信号（通常这是视频信号中电压最低的）电压低于50mV，那么6dB放大器的输出就应生成低于100mV的电压，由于CMOS和双极放大器都存在晶体管饱和方面的限制，因此这对任何放大器来说都是很难做到的。

为了消除这一限制，所有THS73x3产品都支持DC+Shift模式，其可以为视频输入信号增加内部DC电压偏移。这种偏移只是内置的，不会影响应用信号，这种偏移还将确保即便THS73x3的输入为0V，输出也不会饱和，不会出现视频剪切。  

如果DAC输出电压仅为100mV，那么DC输入模式就是非常理想的。这种模式不会给系统增加偏移，因为系统根本不需要偏移。要牢记，任何放大器都存在偏移，对THS73x3也一样。

如果DAC的参考电压为3.3V或1.8V或者是外部输入，那么采用AC耦合就是最佳模式。AC耦合使THS73x3能忽略DC偏置点的来源，并能重新建立自己的DC偏置点。AC耦合选项包括AC偏置和AC同步端钳位。

AC偏置非常简单。THS73x3有两个电阻，其可在电源和接地间创建分压器。该模式的输入阻抗为20kΩ，因此所用的电容应足够大，以尽可能减小倾斜或下垂问题。该模式最适用于Chroma或色差信号，也可用于Luma信号、G’B’R’信号或计算机的R’G’B’信号。由于信号为AC耦合，且DC偏置点与平均信号电平有差异，因此对于带5V电源同步信息的信号而言，我们最好用AC偏置模式，以确保没有剪切问题发生。

正在申请专利的AC同步端钳位 (STC) 模式（见图5）最适合视频信号最低点同步的信号，这就是说，Luma (Y’)、带同步功能的G’B’R’或带同步信号的计算机R’G’B’最好都采用AC-STC 模式。THS73x3中的同步端钳位系统具有内部电流汇集(current-sink) 功能以将耦合电容放电，用滤波器来最小化可能存在的高频干扰信号交互，用放大器来监控输入电压和参考电压的差别，并在信号低于参考电压时用晶体管为电容充电。因此，这是一种动态的系统，根本不依靠计时技术。这种类型的系统通常也称作DC恢复系统，而不是二极管钳位系统。二极管钳位系统的问题在于：任何高频信号或过冲都会对其造成影响，从而导致过大DC偏置点偏移，并造成信号剪切。

图5 AC-STC基本系统

输出功能

线路驱动器放大器的最常见输出配置就是采用AC耦合，以消除任何可能的DC偏置电流，使系统更具有通用性。放大器输出通常采用220～1000μF的电容，以降低线路倾斜。

在某些系统中，DC偏置电流不是主要问题。相反，成本和PCB电路板的尺寸反而更加重要。THS73x3支持DC耦合，不会因为轨至轨输出放大器级而造成问题。输出摆幅在电源和接地的100mV范围之内，可驱动高达80mA的电流。

其他系统可能需要AC耦合，但PCB电路板的尺寸非常重要。THS7303和THS7313具有灵活性可支持SAG校正，这是实现上述目标的一种办法。SAG校正需要两个电容，但电容的体积要较小，额定值仅为47μF和33μF，其可能实现与330μF电容相同的倾斜性能。如果分别将其提高到68μF和 47μF，那么将能实现相当于470μF电容的性能。

SAG功能能在频率降低时提高增益，从而实现上述性能。放大器增益抵消了47μF电容的下降，从而扩大了可实现的带通。选择33μF电容时，可获得较小的峰值或Q增强，这会使视频系统实现适当的线路倾斜或低垂，特别是能够支持场方波信号。

图6显示了SAG在THS7303和THS7313中的基本配置情况。其他厂商也使用了SAG校正技术，但其通常要求较大的电容或电压更高的电源，这样才能满足系统出现较大DC增益的要求。

图6 THS7303系统级示意图