ADC虚假信号和高频振动
噪声限制的例子并不充分展示真正的限制在一个接收器。等局限性SFDR比信噪比的限制和噪音。假定模拟-数字转换器的SFDR规范-80 dBFS或-76 dBm(全面= + 4 dBm)。还假设容许载波干扰,C / I(不同C / N)比18分贝。这意味着最小信号电平是-62 dBFS(-80 + 18)或-58 dBm。天线,这是-83 dBm。因此,我们可以看到,SFDR(单一或多频)之前将限制接收机性能的实际噪声限制。
然而,一个被称为抖动技术可以大大提高SFDR。所示模拟装置应用注意AN410带噪声的增加可以提高SFDR噪音到地板上。虽然高频振动转换器特定的数量,这项技术适用于所有adc只要是静态的黑暗与性能的限制,而不是交流转换速率等问题。AD9042记录的应用程序中,噪声的量添加只有-32.5 dBm或21码rms。如下所示,故事情节前后抖动提供洞察潜在的改进。简而言之,犹豫不决是通过ADC中的相干杂散信号生成并随机排列。以来马刺必须的能量守恒,犹豫只是使他们看起来像是额外的噪音转换器的地板上。因此,权衡了通过使用带抖动,可以删除所有内部生成的伪信号,然而,有一个轻微的冲击在整个转换器的信噪比实际上相当于小于1分贝灵敏度损失相比,噪声比SFDR有限的例子和有限的显示。
ADC/高频振脉动
ADC/高频振脉动
两个重要的点对高频振动之前关闭的主题。首先,在基于接收机,没有渠道可以将相关的。如果这是真的,那么通常多个信号接收器通道将作为自我发抖。虽然这是真实的一些时间,有时额外优柔寡断将需要添加当信号强度弱。
第二,模拟前端的噪声贡献本身是不足以发抖ADC。从上面的例子中,32.5 dBm的优柔寡断是添加到SFDR产生最佳的改善。相比之下,模拟前端只提供-68 dBm的噪声功率,远离所需要提供最佳的性能。
三阶截点
除了转换器SFDR,射频部分导致了虚假的接收机的性能。这些热刺是受技术,如高频振动影响,必须加以解决,防止干扰接收机的性能。三阶截距是一个重要的衡量接收链内的信号水平增加接收机的设计。
为了了解所需的性能水平的宽带射频组件,我们将回顾GSM规范,也许最接收机应用的要求。
GSM接收器必须能够恢复的信号功率在-13 dBm - -104 dBm之间。同时假定,ADC的全面是0 dBm,损失通过接收机过滤器和搅拌机是12 dB。同时,因为同时处理多个信号,一个AGC不应使用。这将降低射频灵敏度和导致较弱的信号。使用这些信息,射频/如果计算获得25 dB(0 = 13-6-6 + x)。
第三个订单输入拦截方面的考虑
25分贝增益要求分布如图所示。尽管一个完整的系统会附加组件,这将为这个讨论。从这个,全面的GSM信号-13 dBm,ADC输入0 dBm。然而,随着最小-104 dBm的GSM信号,信号在ADC是-91 dBm。从这一点上,上面的讨论中可以用于确定适用性的ADC噪声性能和杂散性能。
现在这些信号和系统收益要求,放大器和混频器规范现在可以检查时由-13 dBm的全面的信号。解决第三订单产品全面的信号:
假定总体的性能必须大于100分贝,求解这个方程的前端放大器显示一个三阶输入放大器IIP 》 + 37 dBm。搅拌机,所获得的信号电平10 dB,和新的信号电平是3 dBm。然而,由于混频器输出指定,这个水平是减少了至少6 dB 9 dBm。因此,搅拌机,OIP 》 + 41 dBm。从搅拌机指定输出。在最后获得阶段,信号会衰减到9 dBm(一样混频器的输出)。中频放大器,IIP 》 + 41 dBm。如果满足了这些规格,性能应该等于
ADC时钟抖动
一个动态规范,良好的无线性能是至关重要的ADC时钟抖动。虽然低抖动对优秀的基带性能很重要,其作用是放大当抽样更高频率的信号(高转换速率)等在欠采样应用中被发现的。一个贫穷的抖动规范的总体效果是减少信噪比作为输入频率增加。光圈孔径抖动和不确定性经常交换文本。在这个应用程序中,它们有相同的意思。孔径的不确定性是在编码过程中样本变异。孔径的不确定性有三个残余影响,首先是系统噪声的增加,第二个是一个不确定性的实际采样信号本身的阶段和第三传输干扰。孔径小于1的不确定性pS时需要如果抽样以达到所需的噪声性能。的相位精度和传输干扰孔径的不确定性的影响很小。如果出现最坏情况的pS rms。如果250 MHz,相位不确定性或均方根误差为0.09度。这是完全可以接受的甚至是GSM等要求规范。因此这种分析的重点将对整体噪声贡献由于孔径的不确定性。
最大的转换速度是零交叉。此时,转换速度是由正弦函数的一阶导数定义评估在t = 0:
评估在t = 0时,余弦函数的求值结果为1和方程简化为:
每秒转换速度的单位是伏特和产量的速度信号是通过输入信号的零交叉回转。在采样系统,参考时钟用于样本输入信号。如果???样时钟的孔径不确定,那么电压产生一个错误。这个误差电压可以由输入转换速率乘以“抖动”。
通过分析单位,可以看出这个收益率单位伏特。通常,孔径不确定性是用秒表示rms。因此,错误的电压伏rms。附加方程分析表明,随着模拟输入频率增加,rms。误差电压也增加成正比孔径的不确定性。
如果转换器采样时钟纯度是极端重要的。与混合过程中,输入信号乘以一个本地振荡器或在这种情况下,一个采样时钟。乘法以来时间是在频域卷积,样品的光谱时间与输入信号的频谱卷积。由于孔径的不确定??是宽带噪声的时钟,它是宽带噪声在频谱采样。由于ADC采样系统,光谱是周期性的采样率和重复。因此这个宽带噪声降低了噪声地板ADC的性能。ADC的理论信噪比的限制孔径的不确定性是由以下方程。
如果这个方程是201 MHz的模拟输入??评估。7 pS rms。“抖动”,理论信噪比仅限于61分贝。应该注意的是,这是一样的要求会被要求有另一个混合器阶段被使用。因此,系统要求非常高的动态范围和高模拟输入频率还需要一个非常低的“抖动”编码源。当使用标准TTL / CMOS时钟振荡器模块,0.7 pS rms。已经验证了ADC和振荡器。可以实现更好的数值与低噪声模块。
在考虑系统整体性能时,更可能使用广义方程。这个方程建立在前面的方程,但包括热噪声的影响和微分非线性。
尽管这是一个简单的方程,它提供深入的噪声性能,可以预期从数据转换器。
相位噪声
尽管合成器相位噪声类似于编码时钟抖动,对接收机的影响略有不同,但是最终,效果非常相似。抖动和相位噪声之间的主要区别是,抖动是一个宽带的问题和统一的密度在采样时钟相位噪声是一种非均匀分布在一个本地振荡器通常变得更好的远离你的语气。与抖动,相位噪声越低越好。
由于本地振荡器是与输入信号混合,噪音罗将影响所需的信号。频域卷积混合的过程(时域过程的混合乘法)。作为一个混合的结果,从相邻LO引起的相位噪声能量(主动)通道集成到所需??通道增加噪声地板上。这就是所谓的相互混合。确定噪声的数量在一个未使用的通道另一种渠道是被一个满负荷运作的信号,提供以下分析。
再次,由于GSM是一个困难的规范,这将作为一个例子。在这种情况下,下列方程是有效的。
噪音噪音的欲望信道引起的相位噪声,x(f)是值得格式表达的相位噪声和p(f)的谱密度函数实现GMSK函数。对于这个示例,假设GSM信号功率是-13 dBm。同时,假设瞧一个常数相位噪声在频率(多数情况下,载波的相位噪声降低抵消)。在这些假设当这个方程是集成在信道带宽,掉出来一个简单的方程。自从x(f)被认为是常数(PN -相位噪声)和全面的综合力量GSM信道是-13 dBm,方程可以简化为:
因为我们的目标是要求相位噪声低于热噪声。假设噪声在混合器是一样的天线,-121 dBm(噪声天线在200 kHz - Pa = kTB)都可以使用。因此,相位噪声的LO必须低于-108 dBm的抵消200千赫。
参考电路
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为增强的信号处理,优化adc汤姆Gratzek和弗兰克•Murden微波和射频重印。
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确切的FM检测复杂的时间序列电子与计算机工程系,弗雷德哈里斯圣地亚哥州立大学,加州圣地亚哥92182。
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