可变非时控制器-HFC0300的飞背转换器设计准则

如图1所示,本文件介绍了使用来自MPS的可变非时控制器-HFC0300的飞背转换器设计准则,该设计指南通过本应用说明所述的逐步设计程序,设计具有可变非时(或准时间固定)控制的飞背转换器,非常简单和直截了当。根据设计示例得出的实验结果见最后部分。

Figure 1: Flyback Converter Using Variable Off-time Controller - HFC0300

HFC0300 Introduction

HFC0300是一个与高电压当前源集成的可变脱时控制器。根据固定峰值电流技术,控制器随着负荷变轻而降低频率。因此,它提供了极好的轻负负荷效率,同时优化了其他负荷条件下的效率。当输出功率低于给定水平时,控制器进入爆破模式,以进一步减少无负载或轻负载条件的电流损失。在伏特加封(UVLO)、超载保护(OLP)、超压压保护(OVP)、短路保护(SCP)和热关机(TSD)下的内部Vcc公司都被纳入IC,以尽量减少外部部件的计数。本文介绍了使用HFC0300的离线飞背转换器的实际设计指南。本应用说明中引入了使用HFC0300的脱时控制飞背转换器的逐步设计程序,主要包括变压器设计、产出过滤设计和部件选择。

Variable Off-Time Control Introduction

离时可变控制是飞回转换器的可变频率控制方案之一。 通过实施固定峰值当前模式控制, 开关的峰值是固定的( quasi- fixed开关在时间上) , 并且根据要求的输出功率对非时间长度进行调控 。 在 MOSFET 使用时, 排气流会增加 。 一旦排气流达到内部固定峰值水平, MOSFET 就会关闭 。 反馈循环会根据输出条件控制频率或停机时间 。 因此, 当负载减少时, 关闭时间会延长, 转机频率也会减少 。 随着光荷的频率减少, 所有与频率相关的损失( 开关驱动损失、 切换损失、 核心损失) 都会相应降低 , 自然地提高了效率 。

降低开关频率肯定会迫使转换器进入可听区域。 为了防止变压器机械共振,HFC0300将随着负荷变轻逐渐降低峰值。

图2显示了在离时控制飞行回转器中主开关的排水源电压波,在MOSFET时间段,排水流线性增长,直到达到当前峰值水平。然后MOSFET关闭。飞后变压器环的渗漏和寄生体能力导致泄漏,并造成高电压峰值,这应该受到夹子电路的限制。当军 费 Pin电压达到 Comp 水平(feed back PIN)时,开关再次打开并开始一个新的转换周期。

Figure 2: Key Waveforms of Off-Time Flyback Converter

Design Procedure

A. 预定的投入和产出规格

输入 AC 电压范围: Va(分钟), Va( 最大) (最大),例如90Vac~ 265Vac职 职 职 职

DC 公共汽车电压范围: V英寸( 最大), V(分钟) (分钟).

产出:五o, I , I , Io(min), Io(最大), Pout

估计效率:____________________,用于估算功率转换效率,以计算最大输入功率。一般而言,____________________按不同的输出应用设定为0.8~0.9。

然后,最大输入功率可以设定为:

$$P_{in} = frac {P_{out}}{η}$$

图3显示了典型的DC公共汽车电压波形。in对于通用输入条件,通常定为2μF/W。对于230V单范围应用,能力可以是值的一半。

Figure 3: Input Voltage Waveform

从上面的波形, AC 输入伏伏伏VAC电压五伏DC可以是:

$$V_{DC}(V_{ac},t)=sqrt{2 times V_{ac}^2-frac{2 times P_{in}}{C_{in}}times t}$$

通过设置五AC=VDCT1,其中DC 公共汽车电压达到其最低值V的T1DC(min)可计算为

$$V_{DC(min)}=V_{DC}(V_{a(分钟)},T1)$$

然后,最低平均 DC输入电压V(分钟) (分钟)可以是:

$$V_{(分钟) (分钟)}=frac{sqrt{2}times V_{AC(min)}+V_{DC(min)}}{2}$$

DC 平均最大输入电压五英寸( 最大)可以是:

$$V_{英寸( 最大)}=sqrt{2} times V_{a( 最大) (最大)}$$

B. 确定启动电路

图3显示了启动电路。 当电源开通时, 2mA 内部电源从2mA 电源向C1到 R1 电源与 HV 针HFC0300连接。 一旦VCC 电压达到11.7V, 内部高电压电源(2mA) 关闭, IC 开始切换, 辅助通风将接管电力供应。 如果VCC 在辅助通风接管电力供应之前跌至8.2V, 开关站和内部高电源当前源再次打开, 从而给 VCC 外部电容器 C1 重新充电, 启动另一个启动程序(见图4)。

Figure 4: The Startup Circuit with HFC0300

Figure 5: The Startup Waveform and VCC UVLO of HFC0300

C. 翻转比率-N、初级MOSFET和二级纠正二极选择

图5显示了在飞背转换器中初级MOSFET和二级受精二极管的典型电压波形。ds可以是等式(6):

$$V_{ds}=frac {V英寸( 最大)+Ntimes(V_{out}+V_F)+60V}{k}$$

k 是通常被选为0.9. V 的折旧系数。F是整形二极管的前方电压,这里假定有60V加注电压。

二级校正二元电压五级ka可按等式(7)估算:

$$V_{ka}=frac {frac{V英寸( 最大)}{N}+V_{out}}{k}$$

k 是通常被选为0.9的降级系数。

Figure 6: Voltage Stress of Primary MOSFET and Secondary Rectifier Diode

从方程(6)和(7)中,可以计算和在图6中显示初等MOSFET和二级整流二极体相对于旋转拉皮欧N的电压等级。

例如,在90Vac~265Vac输入中,选用19V 输出适配器应用、650V MOSFET和100V 校正二极管来提高性能。

Figure 7: Voltage Stress Rating of Primary MOSFET and Secondary Rectifier Diode

D. 目前的思维抵抗力

目前的最高电压水平内部定为0.5V,因此,当前感应阻力设定了主要的侧峰值,这也决定了转换器的操作模式,例如CCM、BCM或DCM。如果电力供应设计在BCM低线输入下运行,则在DCM运行,高线和相同的负荷条件。磁化导管电流(反映于主面)和主流MOSFET的排气源电压显示为图8。

Figure 8: Inductor Current and Voltage of Primary MOSFET at Different Line

二次电流的时间长度可以作为等式(8)。

$$T_{second}=frac {L_m times I_{峰顶峰}}{N times V_O}$$

地点Lm主要是磁磁化导引,I峰顶峰主要峰值为主要峰值。 从 I 开始峰顶峰在不同的输入和相同的输出条件下总是相同,所以二次流的时间长度相同。转换期可以用方程式(9)计算。

$$T=frac{N times I_{峰顶峰} times T_{second}}{2 times I_o}$$

从(9)开始,切换期在不同输入和输出条件相同的情况下也保持相同。由于输入电压增加后主要侧切换时间会减少,因此输入电压越高,输入电压就越高,输入电压将进入的DCM模式就越深。通常,参数应该设计在最低输入条件下,以保证转换器在最小输入条件下能够提供所需的输出力。

由于N已经选定,因此如果电力供应的设计是按边界当前模式在低线下运行,则峰值洋流可以很容易地作为方程(10)计算。

$$I_{峰顶峰_BCM}=frac{2I_o}{1-D}$$

如果D是转换的值比,它可以作为等式(11)获得。

$$D=frac {(V_o+V_F)times N}{V_{in}+(V_o+V_F)times N}$$

如果当前感应阻力器设定的峰顶海流大于我顶峰_BCM相反,如果当前感应阻力器设定的峰值电流低于我,则电源供应将进入DCM。顶峰_BCM电力供应将进入CCM,图9。 在这里,我们定义K深度深度作为《集束弹药公约》的深度。

$$K_{深度深度}=frac{I_{山谷谷}}{I_{峰顶峰}}$$

Figure 9: Primary Current at CCM

因此峰值海流可以作为方程( 13) 。

$$I_{峰顶峰}=frac {2I_o}{(1-D)times(1+K_{深度深度})times N}$$

通常,对于40W以下的功率水平,优先选择BCM(边界当前模式),但40W以下的功率水平低于40W。 当功率水平高于40W时,选择CCM(连续当前模式)。 发电量越高,应采用更深的CCM,以提高效率和全载热性能。例如,对于90W电力供应,可以为K选择0.5。深度深度.

因此,当提供电力供应 SPEC 时,我们需要首先确定转换器操作模式, 即确定 K深度深度. I峰顶峰和I山谷谷可以通过等式(10)至(13)计算。而目前的感应阻力可以通过等式(14)选择。

$$R_{sense}=frac{V_{峰顶峰}}{I_{峰顶峰}}$$

地点五峰顶峰即当前抗体的峰值电压阈值,HFC0300为0.5V常数。 具有适当功率评级的当前抗体应根据方程式中给出的功率损失来选择(15)。

$$P_{sense}=[(frac{I_{峰顶峰}+I_{山谷谷}}{2})^2+frac{1}{12}(I_{峰顶峰}-I_{山谷谷})^2]times D times R_{sense}$$

E. 初级部分

飞回转换器能够提供的能量与主要引力Lm储存的能量有关,分别见《集束弹药公约》和《集束弹药公约》的方程(16)和方程(17)。

$$frac {1}{2} times L_m times (I_{峰顶峰}^2 - I_{山谷谷}^2) times f_s = frac {p_{o_CCM}}{η}$$ $$frac {1}{2} times L_m times I_{峰顶峰}^2 times f_s = frac {p_{o_CCM}}{η}$$

为了调控输出的输出功率,我们可以调整峰值当前值(常规峰值当前模式控制)和/或调整调换频率。 HFC0300通过调整调换频率调节输出功率,同时保持峰值当前值不变。因此,一旦选择峰值当前值,反馈环将自动设定调换频率,以获得所需的输出功率。

从我开始峰顶峰和I山谷谷设计程序开始时已经确定, 如果选择 fs, 可以计算 Lm 。 提供良好的 EMI 性能, 最大频率为65kHz 通常是一个好的选择, 因为第二调(2*65kHz) 上进行的 EMI 噪音尚未测试( 进行 EMI 频率范围: 150kHz~ 30MHz) 。

如D节所述,切换频率在不同输入线电压和相同输出功率上保持理想的同一频率。实际上,实际电路略有不同。由于由于临界值不变,由于不可避免的传播延迟,高输入量的峰值电流将略高于低输入量,因此,切换频率将在低线和满载条件下达到最大值。因此,我们通常选择65kHz作为低线和满载的频率。因此,所有计算都以最低线计算。

F. C 设计军 费OLP 和 OLP 函数

最大频率由电容器C的电荷末端设定。军 费如图10所示,该电容器在主侧开关(约0.6us)开关(约0.6us)后不久就用恒定电源充电,其电压与反馈循环(见图10)的COMP电压进行比较(见图10),当电容器电压达到临界值时,电容器迅速排出至0V,并开始一个新时期。为使军 费针的电压完全排出,电压在内部大约为0.6微秒。军 费因此,调换频率受反馈循环管制,如VCO(电压控制振动),与军 费针连接的电能是方程式(18)。

$$C_{军 费} = frac {28uA times (frac {1}{f_{max}}+0.6us)}{0.88V}$$

峰值是连接军 费针的电容器设定的最大频率。

Figure 10: VCO (Voltage Controlled Oscillation) Operation

Figure 11: COMP Voltage adjusts the Switching Frequency

如上一节所述,切换频率在低线和满载时达到最大值。我们将此频率定义为 fs( 这里选择了 65kHz) 。我们设定了最大频率( f) 。max当频率达到C设定的最大频率时,频率会随着输出功率的增加而增加。军 费,由于权力限制,产出电压无法维持,因此,COMP是饱和的,低于OLP(超载保护)阈值(0.85V)。

在HFC0300中,对超载保护(OLP)采用了独特的数字计时器方法。当 Comp 低于 0.85V(被视为误标)时,计时器开始计时。如果去除误标,计时器将重新计时器。如果计时器在计时器数达到6000时溢出,将触发。当电力供应在启动或装载过渡阶段时,这个计时器将避免触发 OLP 功能。因此,在启动时,输出电压应设定在少于 6000 个切换周期内。

责任编辑：彭菁