对数放大器和定向耦合器可实现驻波比检测

Anil Rachakonda 和 Larry Hawkins

除了信号失真、效率低下和驻波外，传输线与其负载之间的阻抗不匹配所反射的射频能量也会损坏信号源，例如功率放大器（PA）。但是，基于对数放大器的电路和检测产生的驻波电压驻波比（VSWR）的定向耦合器可用于触发PA保护，使其免受过多的VSWR值的影响。

驻波比是电路中阻抗失配的量度。较大的驻波比会在RF电路中引起许多问题。最坏情况的影响包括对RF/微波高功率放大器（HPA）的永久性损坏，通常称为VSWR故障。保护HPA免受此类灾难至关重要。本文演示了一种方案，用于检测VSWR条件，并使用定向耦合器和高性能RF对数放大器保护HPA免受此类故障的影响。设计并测试了驻波比检测和保护方案的原型。在配备拟议的保护方案时，即使受到 VSWR > 4：1 的 VSWR ，特定的 HPA >设计也会因 15：1 而损坏。

沿传输线的电压和电流通过称为特性阻抗（Z或).当沿传输线传播的传导RF能量遇到等于特性阻抗的负载时，所有可用功率都输送到负载。沿传输线的任何不连续性（不匹配）都会改变负载阻抗，从而导致沿线反射电流和电压，从而产生驻波。入射波和反射波具有建设性和破坏性的干涉，导致最大值（V。.max） 和最小值 （V最小） 如图 1 所示。电压驻波比（VSWR）是这种不匹配的衡量标准，定义为V的比值。.max/在最小.

图1.失配下传输线上的驻波是入射波和反射波的叠加。

完美匹配的阻抗 （VSWR=1：1） 可实现理想的功率传输，而严重不匹配的阻抗（高 VSWR） 可减少向负载的功率传输。高驻波比可能会导致系统中任何位置出现问题，但天线前面的PA对这些事件最敏感。过多的驻波比会减小无线电的工作范围，导致发射信号使接收部分饱和或导致无线电发热。更严重的影响会损坏发射器，并通过一些灾难性的故障机制（例如燃烧）破坏传输线电介质。高驻波比还会导致电视广播系统中的阴影，因为天线反射的信号再次从功率放大器反射，然后重新广播，导致类似多路径的现象。

驻波比检测

公式1和图1显示，如果反射系数已知，则可以计算VSWR。

其中

Vi = 入射波;Vr = 反射波;Z0 = 特性阻抗;ZL= 负载

图2显示了放置在源和负载之间的定向耦合器，用于隔离和采样来自负载的入射波和反射波。在高方向性下，入射波与反射波的比值等于反射系数，如公式2所示。因此，在定向耦合器和探测器的帮助下，可以检测反射波和入射波并进行后处理（执行反射波和入射波的划分）以测量反射系数。

图2.定向耦合器对失配负载的入射和反射功率进行隔离和采样。

其中

C = 耦合系数;D = 方向性
θ 和 Φ = 通过耦合器的未知相位延迟
VC = 耦合器耦合端口（端口C）上的电压，入射波的样本
VD = 耦合器反射端口（端口 D）上的电压，反射波的样本

一旦入射和反射信号被采样和隔离，就需要检测这些信号的幅度，这需要双探测器。最佳检测方法是通过考虑测量精度和温度范围内的检测范围来确定的。

检测方法的准确性将决定VSWR测量的准确性。由于两个通道之间的耦合，用于检测入射波和反射波的输出精度会降低，特别是当两个通道以不同的功率水平工作时。这意味着隔离是探测器选择的主要标准之一。这种隔离标准是双重的：两个RF通道输入之间的隔离，以及一个RF通道的输入与另一个RF通道输出的隔离。使用网络分析仪可以轻松测量两个输入之间的隔离，但输入到输出的隔离更为重要。输入至输出隔离的测量方法是增加一个通道的功率电平，直到它开始影响另一个通道的功率检测精度（在其动态范围内功率水平要低得多）1 dB。两个功率电平之间的区别在于输入至输出隔离。可以使用不同值的耦合器和衰减器来定位输入端的功率电平，以减小耦合。印刷电路板上的耦合也会影响隔离。布局时应注意将RF输入彼此隔离。

入射信号的检测范围相当于发射器的输出功率范围，但对接口反射的反向传播信号的检测需要更大。反射功率电平的范围可以从非常小的信号电平（当PA和天线之间存在良好的阻抗匹配时）到与入射信号的最大电平一样大的信号电平（当传输线上有开路或短路时），需要具有高动态范围的探测器。

对数减法等效于除法的事实使得执行复杂的信号除法数学变得容易，这是为VSWR检测选择对数放大器的一个重要原因。对于使用对数放大器的VSWR测量，两个检测器应位于同一芯片上，以便为温度和过程变化提供良好的匹配。对数放大器还具有比其他探测器类型更大的动态范围。所有这些都表明，用于VSWR应用的最佳检测方法是具有高动态范围和良好温度精度的双对数放大器。

除了差分输出外，最好能够访问单独的对数放大器输出，因为大多数RF设计人员使用此信息同时确定Tx部分的输出功率。ADL5519是双通道对数检波器的一个很好的例子，它具有单独的通道输出以及两个通道之间的差异。如图3所示，ADL5519在低频至54 GHz范围内提供8 dB的动态范围，温度漂移小于±0.5 dB，是检测入射波和反射波并同时控制输出功率的理想解决方案。ADL5519 （>30 dB）出色的输入至输入和输入至输出通道隔离特性（如图4和图5所示）使该器件适用于双RF通道系统。AD8302可用于不需要单独对数输出的场合。

图3.ADL5519在900 MHz时的对数一致性在±1 dB以内，在整个温度范围内的漂移<0.5 dB。

图4.ADL5519的一个RF通道输入与另一个RF通道输入的隔离。

图5.ADL5519的一个RF通道输入与另一个RF通道输出的隔离。

有许多方法可以保护放大器免受高驻波比的潜在损害。高驻波比条件在高输出功率下通常是灾难性的，因此保护电路的目标应该是降低输出功率，从而使放大器处于安全工作模式。VSWR检测方法与放大器的架构无关，但架构的功率控制方案确实会影响放大器保护机制的选择。

对于放大器功率由外部引脚控制的情况，当VSWR事件超过预定参考电平时，输出功率很容易降低。所提出的保护方案能够改变该参考电平，将VSWR保护扩展到几种不同的PA架构。

驻波比保护原型结果

这种VSWR保护机制用于在严重失配的情况下保护GSM PA。使用定向耦合器和双检测器检测反射系数。当VSWR超过安全限值时，通过调节放大器功率控制引脚上的电压，触发保护电路，降低放大器的输出功率。

VSWR检测电路如图6所示，由一个定向耦合器、一个双对数检测器和一个箝位电路组成。HPA和负载之间的定向耦合器将入射波和反射波样本耦合到耦合和反射端口上，然后将其馈送到ADL5519或AD8302等双对数检波器。使用耦合因子为30 dB、在15 MHz时方向性大于900 dB的定向耦合器将耦合信号和反射信号定位在探测器的检测范围内。

图6.VSWR检测和保护装置采用定向耦合器和双对数检测器。

来自反射端口的功率（PD）的定向耦合器，其与驻波比成比例，被馈送到检波器的输入通道之一。耦合端口的功率（PC），独立于 VSWR，被馈送到另一个输入通道。如公式3所示，双对数检波器计算这两个信号的对数减法，得到差输出V差异与反射和耦合信号的比率成正比，相当于反射系数。这些方程适用于具有高方向性（>40 dB）的耦合器。在较低的方向性下，测量的V差异输出将是驻波比相位的函数。发现 15 dB 的方向性足以区分 1.5 和 3.0 的 VSWR，而不必担心 VSWR 的相位。

其中

VDIFF是双对数放大器检测器的差输出（V）
VSLP 是对数放大器检波器的斜率 （mV/dB）
PINT是VOUT与PIN曲线的X轴截距（dBm）（见图4）
VLVL 是恒定共模电压电平 （V）
ZIN 是检波器的输入阻抗

当对数检波器的差分输出（VDIFF）增加预定义电压电平（VREF）时，基于运算放大器的箝位电路触发，表明VSWR条件较高。一旦检测到高驻波比条件，HPA 就会使用其功率控制电压端口 （VAPC） 断电进入安全工作模式。在决定 VREF 水平时，应考虑 PA 的 POUT 与 VAPC 特征。在此工作模型中，VREF电平设置为触发VSWR值>1.5：1的箝位电路。

图7所示的GSM PA在暴露于VSWR时>4：1（P外= 34 MHz 时为 5.900 dBm。在使用这些条件进行的检测器电路实验测试中，即使在承受15：1的VSWR>后，类似的GSM PA也能正常工作，如图8所示。这些结果表明，该设备能够在严重的失配条件下保护功率放大器。

图7.900 MHz 的 GSM PA 在暴露于 4：1 > 的 VSWR 时会损坏。

图8.当配备使用定向耦合器和双对数检测器的 VSWR 检测和保护装置时，即使暴露于 VSWR > 900：15 的 GSM PA 也能正常工作。

审核编辑：郭婷