HFTA-08.0: DWDM系统中的接收机和发射机

因特网流量的快速增加要求数据传输能力持续增长。为了避免数据高速路上的流量堵塞，网络提供商需要提供一种快速、灵活、低成本的带宽扩展技术。其中之一便是密集波分复用(DWDM)数据传输技术，它有效增加了现有光纤基础设施的网络数据吞吐能力。

DWDM技术

传统的长途光纤传输系统中，数据传输总是采用低色散第二光学窗口(1300nm范围)内的一个波长，或低损耗第三光学窗口(1500nm/1600nm范围)内的一个波长，并且总是在一个特定的速率上传输。为了获得更高的传输能力，可以采用时分复用(TDM)技术或在已有光缆旁铺设新光缆来提高速率。

第二种方法成本太高，因此通过提高现有光纤网络速率来增加带宽是一种合理的选择。但是成熟、低成本高速IC开发工艺的缺乏，以及光纤介质的物理特性(如光纤的偏振模色散)限制了传输速率超过40Gbps的商用系统发展。把单根光纤传输速率从2.5Gbps提高到10Gbps能将带宽提高四倍，但密集波分复用技术(DWDM)能将带宽提高160倍。

DWDM利用一根光纤同时传输多个波长，多路高速信号可以在光纤介质中同时传输，每路信号占用不同波长。

(同TDM长途干线相比) WDM传输的一个显著特点是“速率透明”，即光学器件和技术在系统中占据主导地位，如光复用/解复用器，光线路放大器，以及将来超长距离传输的光3R再生技术等。原则上，链路上不存在速率受限的器件，不需要改变光线路元件来获得更高的速率。

DWDM系统器件概述

DWDM传输系统的基本构成是光复用器、光线路放大器(OLA)和光解复用器(图1)。

图1. 密集波分复用(DWDM)链路的例子

一个光复用器将所有接收到的L波段(1530nm至1565nm)和C波段(1570nm至1620nm)的光波合路为一个波长复用的光信号。现在的技术可以达到波长间隔0.4nm或者更密，可用波长160个。L和C波段的限制取决于光线路放大器，目前的光线路放大器仅能放大L或C波段中的一个。而且1300nm窗口的光线路放大器还没有实用化。

实现光线路放大器的一项应用最广泛的技术是掺铒光纤放大器(EDFA)。一个EDFA包括980nm或者1480nm的泵浦激光，它将电子搬运到高能级上。如果入射光波长在L或C波段，这些高能级的电子回迁到低能级，释放出同入射光相同波长的光子。光域的放大结果同速率没有关系。根据光复用和解复用器之间的距离，可以采用不同数量的EDFA进行级联，其典型间隔为100公里。该技术使得光信号传输几百公里而不需要进行电信号的再生。

EDFA的缺点是一些高能级的电子自发回迁到低能级时，会产生不相干的光噪声。由于DWDM系统链路通常有多个OLA，这种光噪声在随后的EDFA中得到逐级放大，同没有采用OLA的系统相比，最后的累积噪声降低了接收机的信噪比(SNR)。而且，这种光噪声的影响是不对称的，即对逻辑高电平信号的影响要大于逻辑低电平信号。

在接收机端，光解复用器把输入的波分复用信号分别解调到与发射机端相应的单个光波长上。解复用过程使用带宽非常窄的光滤波器，这种光滤波器的设计必须非常精细，以满足很小的波长间隔。除了上面提到的基本系统器件外，一个DWDM系统还包括其他的功能器件――如光复用器后面的功率放大器，色散补偿器或者在光解复用器前面的光前置放大器。这些器件都是为提高系统性能，扩展链路长度而采用的。

速率透明的网络(全光网)除了需要透明的DWDM点对点连接外，还需要其他的网络器件，如光分插复用器(OADM)和光交叉连接器(OXC)。已有一些原型系统可以展示全光网的可行性，但是当今的网络设备(甚至那些被称为OADM和OXC的)仍主要是由电子器件而不是由光器件组成。

此外，在没有成熟的全光替代方案的前提下，超长距离的点对点连接可能需要电的3R再生(取决于线路长度)。因此，全光网的实现还需要几年的时间。但不管部分还是全光网络是否实现，网络的线路终端必须将光信号转换为电信号，光设备仍然要依靠基于电的通信系统。

一个DWDM长途点对点传输系统网络终端设备可以是专用的线路终端卡或波长应答器。线路终端卡通常在新铺设的系统中使用，例如，在中心局(CO)直接从DWDM链路上发送和接收信号。另一方面，如果DWDM链路必须同原先的单波长CO设备的光网络接口相连，那么就需要使用波长应答器。以下的讨论针对DWDM光纤网络中一个O/E接收机和发射机的专门设计，既适用于线路终端卡也适用于波长应答器。

DWDM发射机

对于一个DWDM系统有两点非常重要。第一，光链路应该尽可能的长，不需要电信号的再生，以降低系统成本。第二，系统应该能够提供高可靠的数据传送。可以使用前向纠错技术(FEC)来提高服务质量并延伸线路长度(如图2所示)。

图2. 10Gbps DWDM发射机的例子

如果只是SDH/SONET数据，可以利用信号帧结构中的冗余字节来实现“带内”前向纠错技术。FEC所需的字节通过开销处理ASIC电路插入帧结构。对于协议无关的DWDM系统，必须使用“带外”FEC，这样虽然提高了速率，但是同带内FEC相比，也提高了效率。可选择ITU-T G.975建议中定义的Reed Solomon FEC算法是实现带外FEC。该算法为纠错而附加的开销使得传输速率增加7%。

同Reed Solomon FEC相比，ITU-T G.709中定义的数字封包技术更具有优势。信号通过一个“超级帧结构”进行打包，这与信号速率和所采用协议都无关，(除了附加的FEC字节)这种帧结构还包括把负荷送到目的地所需的地址字节。数字封包技术的开销将提高一定百分比的传输速率，具体值取决于采用哪种数字封包技术。不管是采用带外FEC还是数字封包技术，都需要附加IC来支持相关的算法，或者必须将算法集成到发射机的开销处理ASIC中。

FEC或者数字封包处理在传输信号的低速并行数据流中实现。并行信号经过这种处理后，必须经过串行处理形成高速的传输信号，这需要一个带片上时钟合成器的串化器来产生传输时钟。

长途干线所传输的信号应该具有非常低的抖动，这要求串化器输出抖动应尽可能的低，即集成时钟合成器采用的外部时钟源抖动应尽可能的低。在很多情况下，系统可用的参考时钟不但不能满足抖动要求，而且其频率也低于要求。采用外部VCXO或者VCSO的时钟发生器能够提供所需要的低抖动参考频率，并且可以和内部VCO电路完全集成在一起，从而降低器件成本和体积。

串化器输出级不能驱动光发射机，需要增加一个驱动器。但这样增加抖动，为了减小数据抖动，驱动器输入级需要集成一个再定时触发器。一般触发器使用由串化器产生的串行时钟，但是串化器输出与驱动器再定时输入间的非理想连接会引起时钟劣化，同样会降低传输信号的抖动性能。因此再定时功能必须是可选的。

另一个同驱动级集成在一起的功能模块是脉宽校正器，它引入一个预失真来补偿光器件中信号上升和下降时的不对称。

最后，将串行信号转换到指定波长的光信号上。为了管理多达160个不同的光波长，波长间隔不能超过0.4nm。那么光源必须具有高的波长稳定度，很窄的线宽和较低的啁啾(由高速调制引起的光谱线跳动现象)。目前已不再采用直接调制的激光器，而采用电吸收调制器(EAM)或者马赫－增德尔调制器(MZ)调制CW激光器来满足长距离传输的要求。

在这些发射机的光模块中包括一个可通过控制温度设置波长的珀耳帖器件，一个能够输出连续光的激光二极管(CW激光二极管，DFB类型)，以及一个高速电压驱动的调制器。珀耳帖器件(一个热电制冷器，或者TEC)驱动电路需要能够提供几安培电流来设置CW激光器输出与温度相关的指定波长。为了保持调整好的波长不变，TEC控制电路必须精确控制温度。

如果TEC控制电路所有功能都使用功率控制FET和放大器等分离器件实现，电路所占空间可能会很大。幸好，目前已有带片上功率FET和控制环路的全集成、小体积的TEC驱动器，可以支持对空间敏感的模块集成和多路网络接口应用。另外，波长间隔0.4nm或者小于0.4nm的DWDM系统需要一个波长锁定模块，这种模块同样适用于0.8nm的系统(与系统配置有关)。借助TEC驱动器/控制器，基于标准具的控制单元(F-P滤波器)可将光波长锁定在误差窗口内。

发射机的另外一个重要参数是用户初始定义的光发射功率，在老化和温度变化的情况下，CW激光器仍要保证此发射功率。CW激光器的特征曲线斜率随着时间推移和温度升高而下降，因此激光器的驱动电路必须设定并维持平均光发射功率。通过比较CW激光器的监视二极管光电流(与输出光功率成正比)和初始定义的与所需光功率有关的参考值，自动功率控制回路将保证功率的稳定性。另外，驱动器还应包括能够指示激光器寿命结束的告警标志，为激光器安全而设置的关断功能，CW激光器偏置电流监控输出，激光器最大偏置电流设置，以及平均光功率监视器。此外，低速导频控制可用于调制输出光信号振幅。此特性可用于(例如) DWDM系统中的信道识别。

由于光调制器(与激光二极管不同)的匹配阻抗一般是50Ω，所以一般采用调制器驱动而不直接调制激光驱动器来实现EAM或MZ驱动。因此，调制器驱动器应针对50Ω负载优化，而且应输出调制电压而不是电流。EAM需要一个大约3V的最大调制电压，MZ则为7V。MZ调制器提供最窄的谱线宽度，但是需要相对较高的调制电压，与EAM相比，价格也高许多。因此，MZ调制器一般应用于超长距离传输。

这两种调制器调制电压都需要一个直流预偏来优化光调制器的啁啾效应。带有内部预偏的调制器和驱动器输出之间仅需要一个连接。这样可以节省模块的体积，并通过去掉设置T形偏置网络所需的外部电感降低了产品生产难度。

DWDM接收机

由于DWDM接收机接收的光信号除了受传统TDM系统中光纤衰减和色散的影响，还要受非对称光噪声干扰，因此DWDM接收机的负荷要大许多。为了提高输入灵敏度，接收机的第一个器件一般是雪崩光电管(APD)，在光电转换中通过电压控制雪崩击穿过程产生倍增光生电流。为了获得倍增效应，APD必须被反向偏置(与具体型号有关)至90V。

必须严格控制APD反向偏置来保证不同温度下倍增因子(增益因子“M”)不变。这需要一个低噪声、低纹波和高精度的电源，它必须从系统板的电源(3.3V或5V)上得到APD需要的高反向电压。

为了保证APD增益恒定，可以通过珀耳帖器件调节温度，或根据温度调节反向偏置电压，第二种方案成本更低。可用的低噪声APD (一个IC)偏置电源应能产生高精度的90V电压，并具有APD限流保护、雪崩指示标志和可选的用于反向偏置的DAC。

系统管理需要检测接收信号平均功率，这可在APD之后的第一个前放处(跨阻放大器，TIA)实现，但是由于TIA器件之间的误差使得这并非是测量接收功率最精确的方法。更好的方法是在光电探测器的偏置电压源处直接检测平均光生电流。可以使用一个小型电流监控IC来检测PIN管和APD，该IC输出电流或者电压与平均光生电流成正比，它甚至可以精确检测低于1µA的光生电流。

在完成接收机二极管电路设计后，必须解决OLA带来的光噪声问题。这种不对称的噪声信号在逻辑“1”处比在逻辑“0”处具有更高的噪声基底，在传统接收机中这能有效降低误码率。结果是，接收机时钟和数据恢复(CDR)判决电路(它通过对输入信号时间和幅度判断来区分逻辑“1”和“0”)必须能在幅度判决之前调整判决阈值电平。这种阈值调整将幅度判决电平从信号眼图张开的中心位置向逻辑“0”处移动，从而得到一个相对于判决电平对称的眼图张开。

一个成功的BER优化设计必须保证接收信号在CDR之前的电路处理中不能出现失真。因此信号经过APD和判决电路之后，其信噪比的变化应尽可能的小。将APD电流转换为电压的前放必须在整个动态范围内保持线性，随后的后放电路也需提供不带限幅的线性放大。为了便于调整电压判决阈值，可采用一个线性自动增益控制电路(AGC)在CDR的输入端提供一个在接收机整个动态范围内恒定的电压摆幅。

这种调整能够手动实现，可根据经验或通过自动控制环路测量BER得到判决阈值电平的大小。在低速(小于2.7Gbps)情况下，手动调整成本较低，但是对于10Gbps和超过10Gbps的系统，应该考虑采用自动BER优化技术。如果在接收机板上的CDR和解串器后采用FEC或者数字封包解码器，那么实际的接收机误码率可以在解码器中获得，它通过对接收信号的纠错计数来实现这一功能。这种纠错计数可以作为反馈控制回路的判据来控制自动阈值电平调整(图3a)。

图3a. 带有线性前放和AGC的2.5Gbps DWDM接收机实例

另一种调整阈值电平的方法是控制前放输出的直流电压。同前面的方法一样，要求在前放动态输入范围内的线性放大，以及对阈值电平的自适应、自动控制。由于前放输出幅度不恒定，只能采用从FEC或者数字封包器的误码计数输出中接受反馈的自动阈值控制。

在前放输出端进行阈值控制的优点是可以仅使用一个简单的限幅放大器，而不必使用AGC模块。由于幅度判决阈值电平是在前放输出端进行定义的，因此可在前放之后设置一个幅度判决电路，如限幅放大器等(图3b)。

图3b. 带有线性前放和限幅放大器的10Gbps DWDM接收机实例

审核编辑：郭婷