如何连接系统保护IC以实现更高电流的应用-电子发烧友网

Maxim的系统保护IC系列提供完整、高度集成的系统保护解决方案，在单个IC中提供高达60VDC的输入工作电压和250mA至6A的输出电流。虽然该系列中的单个IC可满足大多数单板应用的需求，但多板系统可能需要超过6A的更高电流。本应用笔记通过简单地将两个6A IC并联在一起来说明更高电流（12A）的应用。

介绍

本应用笔记介绍了如何将两个6A保护IC连接在一起以实现12A电流应用。它讨论了各种设计考虑因素，并描述了不同工作条件下的测试结果。MAX14691是一款60V、6A功率限制器，用于说明Maxim的6A系统保护IC系列（MAX14691、MAX14692、MAX14693、MAX17525、MAX17526）的常见性能。MAX14691在整个测试过程中配置为闭锁限流模式。

设计注意事项

将两个或多个保护IC并联在一起时，系统设计人员应考虑IC在不同工作条件下如何共享输出电流。考虑IC在以下均流条件下的性能：

正常操作启动

启动时初始结温高

输出动态阶跃负载

输出动态阶跃负载至过载条件

输出短路

集成电路的RDS（ON）最坏情况容差：

处于稳定状态

在电流限制期间

设计示例

本例中，将两个MAX14691评估板（EV kit）并联在一起。每个电流限值（ILIM）设置为 5.5A，总共具有 11A 的输出电流能力。图1所示为评估板连接。输入电压、输出电压和每块评估板的输出电流在系统工作条件下受到监控。我们测试该保护系统，输入电源电压为24V，输出电容为3020μF（每个评估板为10μF，公共输出为3，000μF）。评估板配置为闭锁限流模式（CLTS1 = CLTS2 = 0）。

图1.将两块MAX14691评估板与V并联在= 24V 和 C外= 3020μF.

均流测试结果

正常操作

启动图2显示了正常启动期间的测试结果，没有输出加载。输出电流I输出1和我输出2可以很好地相互跟踪，而输出电压则以控制良好的方式上升。输出电压斜坡速率与总输出电流成正比，与输出电容成反比，如下所示：

换句话说，从0V到24V线性斜坡需要6.6ms。

图2.正常启动期间的均流。

以高初始结温

启动在启动过程中，由于V之间的电压差，IC中的功耗很大在和 V外，乘以浪涌电流。因此，预计IC内的温度会很高。MAX14691具有热控限流折返功能，可将管芯温度保持在安全的工作限值内。

为了演示这种限流折返功能，我们多次在启动阶段重复循环评估板。每次启动后，IC结温上升到更高的值。图3显示了初始结温较高的启动，其中热控制的限流折返功能降低了电流限值，以将内部温度保持在+145°C阈值。随着输出电压的升高，功耗下降，电流限值恢复到满电平，直到输出电容充电至V在。

图3.当IC的初始结温较高时，启动期间均流，显示热折返功能在起作用。

热控限流折返功能对于在不利的工作条件下保护IC及其保护的设备非常有用，例如由于系统风扇故障，风扇入口/出口堵塞或房间空调故障而导致的意外高环境温度。

输出动态阶跃负载图4显示了输出电流负载

从0A步进到10.5A时的测试结果。输出电流I输出1和我输出2在这种情况下，彼此跟踪也非常好，每个共享5.25A或一半的负载电流。

图4.0至10.5A阶跃负载期间均流。

输出动态阶跃负载至过载条件

图5显示了0A至11.5A输出电流步进（阻性模式）导致过载情况时的测试结果。再一次，我输出1和我输出2在这种情况下，可以很好地相互跟踪。请注意，限流环路的带宽有限，导致初始过冲为I输出1和我输出2然后很好地稳定回每个5.5A的电流限制水平，总计11A。由于11.5A的负载阶跃需要比设定限值更高的电流，因此输出电压会下降一点。在 24ms 消隐时间之后，器件关闭、闭锁并断位故障标志。除闭锁外，过流响应类型的其他选择还包括自动重试和连续模式，用户可通过 CLTS1 和 CLTS2 引脚进行选择。

图5.阶跃负载进入过载状态（11.6A）期间均流。

要分析在这种阻性过载条件下发生的输出电压骤降，请使用以下公式。

在 24V 和 11.5A 输出下，输出阻性负载计算如下：

在设定电流限值为11A时，输出电压骤降计算公式为：

输出短路

当发生输出短路时，输出电流再次分配得非常好，如图6测试结果所示。值得注意的是，在输出短路期间，限流FET的功耗非常高（功耗= ［V在– V外］ x I限制）。同样，热控制的限流折返功能激活并降低限流电平，以将 IC 温度保持在安全限值内。在24ms消隐时间之后，IC就像在过载条件下一样关断。

图6.输出短路期间的均流。

RDS（开）最坏情况容差最后，让我们检查IC的电流共享程度，考虑最坏情况RDS（ON）宽容。如MAX14691数据资料所示，内部FET的RDS（ON）是31m吗？（典型值）和42m？（最大值）。Maxim的6西格玛标准实践表明，该R的标准差DS（ON）是1.83m？，99.7%的IC将有他们的RDS（ON）落在25.5米以内？和36.5米？，还是11米？最坏情况容忍度传播。

为了模拟这种最坏的情况，我们特意增加了外部电阻（R内线）到其中一个评估套件的电源路径。表1显示了电源路径中总电阻值的组成。用于反向电压/电流保护的外部pFET在两份评估板上保持相同。

表 1.电源路径电阻

电源路径电阻（m？评估板1评估板2

RDS（ON）MAX14691 （米？3031

RDS（ON）外部场效应晶体管（m？1010

R内线（米？010

总计（米？R1 = 40R2 = 51

RDS（ON）最差情况容差 - 稳态条件稳态条件下的均流性能非常简单;它类似于两个并联电阻，其中电阻是每个评估板的总功率路径电阻。均流与电阻成反比，遵守欧姆定律：

通过数学计算，我们发现：

和

图 7 显示了 I 的测试结果外设置为 10A：

和

图7.考虑R的均流性能DS（ON）最差情况容差 - 稳态条件。

RDS（ON）最差情况容差—在电流限制期间

现在我们对系统施加动态负载。图8显示了负载电流从9A到11.5A的测试结果。11.5A（过载）周期小于24ms消隐时间。

图8.考虑R的均流性能DS（ON）最差情况容差—施加9A至11.5A（过载）的阶跃负载小于24ms的消隐时间。

均流性能分为两部分，每部分由两个不同的电路控制。第一部分是在输出负载小于电流限值（本例中为9A）期间。内部FET完全导通，电源路径电阻决定了均流性能，如上面的稳态部分所示。第二部分是在输出负载大于电流限值（11.5A部分）期间。限流电路在此期间激活，其精度在数据手册中指定为限流精度（I林 ACC），即±10%。由于过载条件小于24ms消隐时间，IC不会关断，当负载电流降至限流门限以下时恢复正常工作。

图9显示了类似测试的结果，但这次过载条件持续时间超过24ms消隐时间。输出在 24ms 消隐时间后关断。