10A电子保险丝可为48V电源提供紧凑型过流保护

传统上，保险丝用于过流保护。然而，保险丝体积庞大，响应缓慢，跳闸电流容差宽，并且在一次或几次跳闸后需要更换。本文介绍一种紧凑、扁平、快速的 10 A 电子保险丝，它克服了这些无源保险丝的缺点。电子保险丝可在高达 48 V 的直流电源轨上提供过流保护。

介绍

为了最大限度地减少电气故障造成的系统停机时间，高可用性或 24/7/365 系统中的电源需要防止其供电的电路板过载和短路。当电源为多个子系统或电路板（如RF功率放大器阵列或基于背板的服务器和路由器）供电时，电源的过流保护至关重要。快速断开故障子系统与共享电源总线的连接，允许其余子系统继续运行，而无需重新启动或脱机。

传统的过流保护 （OCP） 依赖于保险丝，但它们体积庞大、响应速度慢、容差宽，并且在一次或几次跳闸后需要更换。用于直流电源的集成电路OCP解决方案（称为电子断路器或电子保险丝）克服了这些保险丝缺点。为了节省电路板空间并类似于无源保险丝的简单性，电子保险丝在同一封装中包括功率MOSFET开关和控制电路。

带内部功率 MOSFET 的浪涌抑制器

浪涌抑制器是一种集成电路器件，用于控制放置在直流电源（例如 12 V、24 V 或 48 V）与需要保护免受输入电压和负载电流浪涌影响的系统电子设备之间的电源路径中的 N 沟道功率 MOSFET。内置输出电流和输出电压限制功能使浪涌抑制器能够保护负载电子设备免受高压输入浪涌的影响，并保护电源免受下游过载和短路的影响。可调定时器在电压或电流浪涌限制事件期间激活，允许系统连续运行，无需断电，以应对短暂的故障瞬变。如果故障持续超过定时器持续时间，则系统将与电源断开连接。

LTC®4381 是首款具有一个内部功率 MOSFET 的浪涌抑制器。该器件采用高达 72 V 的电源电压工作，静态电流仅为 6 μA。内部功率 MOSFET 的 100 V 漏极源极击穿电压 （BVDSS） 和 9 mΩ 导通电阻 （RDS（ON）） 允许高达 100 V 的输入浪涌和 10 A 的应用。LTC4381 具有四个选项，这些选项提供了故障重试行为和固定或可调输出箝位电压的选择。

48 V、10 A 电子保险丝电路

LTC4381 的浪涌抑制器功能可轻松扩展为用作电子保险丝。图1显示了48 V、10 A电子保险丝应用中的LTC4381-4，可防止电源在输出端发生过载或短路。正常工作期间，输出V外连接到电源输入 V在通过内部功率MOSFET和外部检测电阻，R社交网络.当 R社交网络在输出过载或短路期间，压降超过50 mV限流阈值，TMR引脚电容电压从0 V开始上升，当TMR电压达到1.215 V时，内部MOSFET关断（稍后会详细介绍）。The 4 mΩ R社交网络将典型过流阈值设置为12.5 A （50 mV/4 mΩ），将最小阈值设置为11.25 A （45 mV/4 mΩ），为10 A负载电流提供足够的裕量。

图1.48 V、10 A电子保险丝，内置LTC4381。

由于回电源的走线或电缆的寄生电感，每当内部MOSFET开关在电流流动时关闭时，输入电压尖峰都会明显高于正常工作电压。齐纳D1保护LTC4381 V抄送引脚的绝对最大额定值为 80 V，而 D2 可保护内部 100 V MOSFET 免受雪崩影响。D1还将输出箝位设置为66.5 V （56 V + 10.5 V），以防不使用D2。R1 和 C1 滤波器 V在高峰和低谷。如果电容接近LTC4381限制电压尖峰至80 V以下，则V抄送引脚可直接连接到V在.在这种情况下，可以消除 D1、D2、R1 和 C1。

正常工作期间，10 A电流流过内部MOSFET，LTC4381的初始压降为90 mV，功耗为900 mW。然而，这种功耗使 LTC4381 封装温度在室温环境下将 DC2713A-D 评估板上的封装温度提高到约 100°C，从而使DS（ON）并将压降提高到180 mV。4 mΩ检测电阻在10 A时再压降40 mV。可以消耗更多的铜面积，特别是在SNS节点上，以降低LTC4381的温升。作为参考，DC2713A-D SNS 节点使用 2.5 cm22盎司铜，均匀分布在板的两个外层。

启动行为

ON引脚从地释放后，图1电路启动一个220 μF负载电容，如图2所示，适用于48 V和60 V电源。假设60 V是48 V电源工作范围的上限。假设启动期间没有额外的负载电流，220 μF是该10 A电路可安全充电的最大负载电容。如果220 μF电容在12.5 A电流限值下充电至60 V，则浪涌时间为220 μF×60 V/12.5 A = 1.06 ms。如图3所示，LTC4381 MOSFET的安全工作区（SOA）图显示，它可以承受12.5 A和30 V电流1 ms。 使用30 V，因为它是平均输入至输出差分电压，从60 V开始，逐渐下降到0 V。

图2.LTC4381 10 A保险丝电路采用（a）48 V（左）和（b）60 V（右）电源启动220 μF负载电容。

图3.LTC4381 MOSFET 的安全工作区域。

由于没有GATE引脚电容来减慢其斜坡速率，输出在2 ms内充电，浪涌电流在17 A处达到峰值，超过电流限制阈值，然后得到控制（见图2）。LTC4381具有50 mV电流限制检测阈值，当OUT引脚上的电压为>3 V时，采用4 mΩ检测电阻时为12.5 A，但当OUT引脚上的电压为<1.5 V时，该阈值增加到62 mV或15.5 A，如图4所示。该图还表明，如果在启动期间检测电阻两端的电子负载电流下降超过20 mV（4 mΩ为5 A），则输出可能会卡在2 V（TMR超时）。

图4.LTC4381 电流限值相对于输出电压的关系。

图2中的波形显示，由于缺少环路稳定性所需的47 nF栅极电容，浪涌电流脉冲而不是调节。事实上，在60 V浪涌期间，电流关断约0.5 ms。LTC4381 TMR 上拉电流与内部 MOSFET 中的功耗成正比。因此，即使电流低于电流限制阈值，TMR也会在启动浪涌期间上升。栅极电容被特意省略，以提供小型TMR电容，该电容仍允许成功启动220 μF负载电容。一个小的TMR电容在发生短路故障时保护MOSFET，这将在下一节中讨论。

68 nF 是最小的 TMR 电容器，可在 60 V 启动期间将 TMR 电压上升保持在 0.7 V 左右。例如，为TMR电容选择47 nF可使TMR在60 V启动期间达到1.15 V，非常接近1.215 V栅极关断阈值。选择0.7 V峰值TMR目标电压，以提供与1.215 V栅极关断阈值足够的裕量，同时考虑以下容差：TMR上拉电流为±50%（ITMR（向上） 数据手册中的规格，TMR 电容器为 ±10%，1.215 V TMR 栅极关断阈值为 ±3% （VTMR（F）规范）。

表1列出了最大负载电容的推荐TMR电容，以在60 V启动期间将TMR电压上升限制在0.7 V左右。

C负载（最大）	CTMR
12 微法	10 nF
47 微法	22 nF
90 微法	33 nF
140 微法	47 nF
220 微法	68 nF

输出短路行为

图1电路的主要目的是在启动或正常工作期间保护上游电源免受下游过流故障（如过载和短路）的影响。图 5 示出了 LTC4381 在输出端存在短路的情况下启动其 MOSFET。栅极电压（蓝色曲线）斜坡上升。当超过3 V阈值电压时，MOSFET导通，电流（绿色曲线）开始流动。由于输出短路且缺少栅极电容，MOSFET电流迅速上升，在0 V输出时超过15.5 A电流限制阈值，并在LTC4381做出反应以拉下MOSFET栅极并关闭电流之前达到21 A峰值。高于15.5 A的电流偏移持续不到50 μs。由于MOSFET中的短暂功耗，TMR电压（红色曲线）上升约200 mV。由于TMR远低于1.215 V栅极关断阈值，栅极再次导通，导致另一个电流尖峰。随着电流的每个尖峰，TMR电压升至接近1.215 V。

图5.LTC4381启动48 V电源至输出短路。

经过几次这样的电流尖峰后，TMR电压达到1.215 V栅极关断阈值，MOSFET保持关断。TMR 现在进入一个冷却循环，LTC4381-4 在冷却周期完成之前不会让 MOSFET 再次导通。对于68 nF TMR电容，冷却周期为33.3 × 0.068 = 2.3 s，根据LTC4381数据手册中的公式8。由于 LTC4381-4 会自动重试，因此相同的电流尖峰和冷却周期模式将无限期重复，直到输出短路被消除。如果在正常工作期间（即输出已经启动时）发生输出短路，则重复该模式。请注意，除非增加4 μH输入轨电感，否则LTspice仿真不会表现出图5的行为。®

结论

LTC4381的内部功率MOSFET为高达48 V、10 A系统的电子保险丝或断路器提供紧凑电路。省去了选择功率 MOSFET 所花费的设计时间。LTC4381 MOSFET 的 SOA 经过生产测试，并针对每个器件进行了保证，而分立式 MOSFET 无法提供这种保证。这有助于构建强大的解决方案，以保护服务器和网络设备中昂贵的电子设备。

由于没有环路稳定GATE电容，本文讨论的10 A电路具有一些应牢记的独特行为。具体来说，这些是缺乏传统的dV/dt控制的浪涌电流和短路事件期间的脉冲电流。但是，这些是短暂的瞬态事件，持续时间不到几毫秒。输入旁路电容有助于防止48 V电源产生任何干扰，尤其是在与其他电路板共用时，例如背板上。在后一种情况下，相邻电路板的负载电容也与输入旁路电容具有相同的用途。

审核编辑：郭婷