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检波器类型
采用数字显示，我们需要确定对每个显示数据点，应该用什么样的值来代表。无论我们在显示器上使用多少个数据点，每个数据点必须能代表某个频率范围或某段时间间隔（尽管在讨论频谱分析仪时通常并不会用时间）内出现的信号。
这个过程好似先将某个时间间隔的数据都放到一个信号收集单元（bucket）内，然后运用某一种必要的数学运算从这个信号收集单元中取出我们想要的信息比特。随后这些数据被放入存储器再被写到显示器上。这种方法提供了很大的灵活性。
这里我们将要讨论 6 种不同类型的检波器。
在图 2-18 中，每个信号收集单元内包含由以下公式决定的扫宽和时间帧的数据：
图 2-18. 1001 个迹线点（信号收集单元）中的
每个点都覆盖了 100 kHz 的频率扫宽和 0.01 ms 的时间扫宽
频率：信号收集单元的宽度 = 扫宽/（迹线点数 – 1）
时间：信号收集单元的宽度 = 扫描时间/（迹线点数 – 1）
不同仪器的采样速率不同，但减小扫宽和/或增加扫描时间能够获得更高的精度，因为任何一种情况都会增加信号收集单元所含的样本数。采用数字中频滤波器的分析仪，采样速率和内插特性按照等效于连续时间处理来设计。
“信号收集单元”的概念很重要，它能够帮我们区分这 6 种显示检波器类型：
– 取样检波
– 正峰值检波（简称峰值检波）
– 负峰值检波
– 正态检波（Normal）
– 平均检波
– 准峰值检波
图 2-19. 存储器中存入的迹线点基于不同的检波器算法
前三种检波类型（取样、峰值和负峰值）比较容易理解，如图 2-19 中的直观表示。正态、平均和准峰值检波要复杂一些，我们稍后进行讨论。
我们回到之前的问题：如何用数字技术尽可能如实地显示模拟系统？我们来设想图 2-17 所描述的情况，即显示的信号只包含噪声和一个连续波（CW）信号。
取样检波
作为第一种方法，我们只选取每个信号收集单元的中间位置的瞬时电平值（如图 2-19）作为数据点，这就是取样检波模式。为使显示迹线看起来是连续的，我们设计了一种能描绘出各点之间矢量关系的系统。比较图 2-17 和 2-20，可以看出我们获得了一个还算合理的显示。当然，迹线上的点数越多，就越能真实地再现模拟信号。不同频谱仪的可用显示点数是不一样的，对于 X 系列信号分析仪，频域迹线的取样显示点数可以从最少 1 个点到最多 40001 个点。如图 2-21 所示，增加取样点确实可使结果更接近于模拟信号。
虽然这种取样检波方式能很好的体现噪声的随机性，但并不适合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信号分析仪上观察一个 100 MHz 的梳状信号，分析仪的扫宽可以被设置为 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 个显示点，每个显示点代表 26.5 MHz 的频率扫宽（信号收集单元)，也远大于 8 MHz 的最大分辨率带宽。
结果，采用取样检波模式时，只有当梳状信号的混频分量刚好处在中频的中心处时，它的幅度才能被显示出来。图 2-22a 是一个使用取样检波的带宽为 750 Hz、扫宽为 10 MHz 的显示。它的梳状信号幅度应该与图 2-22b 所示（使用峰值检波）的实际信号基本一致。可以得出，取样检波方式并不适用于所有信号，也不能反映显示信号的真实峰值。当分辨率带宽小于采样间隔（如信号收集单元的宽度）时，取样检波模式会给出错误的结果。
图 2-22a. 取样检波模式下的带宽为 250 kHz、扫宽为 10 MHz 的梳状信号
图 2-22b. 在 10 MHz 扫宽内，采用（正）峰值检波得到的实际梳状信号
（正）峰值检波
确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的一种方法是显示每个信号收集单元内出现的最大值，这就是正峰值检波方式，或者叫峰值检波，如图 2-22b 所示。峰值检波是许多频谱分析仪默认的检波方式，因为无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之间的关系如何，它都能保证不丢失任何正弦信号。不过，与取样检波方式不同的是，由于峰值检波只显示每个信号收集单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机性，所以在反映随机噪声方面并不理想。因此，将峰值检波作为第一检波方式的频谱仪一般还提供取样检波作为补充。
负峰值检波
负峰值检波方式显示的是每个信号收集单元中的最小值。大多数频谱仪都提供这种检波方式，尽管它不像其他方式那么常用。对于 EMC 测量，想要从脉冲信号中区分出 CW 信号，负峰值检波会很有用。在本应用指南后面的内容里，我们将看到负峰值检波还能应用于使用外部混频器进行高频测量时的信号识别。
正态检波
为了提供比峰值检波更好的对随机噪声的直观显示并避免取样检波模式显示信号的丢失问题，许多频谱仪还提供正态检波模式（俗称 rosenfell9 模式）。如果信号像用正峰值和负峰值检波所确定的那样既有上升、又有下降，则该算法将这种信号归类为噪声信号。
Roesnfell 并不是人名，而是一种运算方法的描述，用以测试在给定数据点代表的信号收集单元内的信号是上升还是下降，有时也写成 rose’n’fell。
在这种情况下，用奇数号的数据点来显示信号收集单元中的最大值，用偶数号的数据点来显示最小值。如图 2-25 所示。正态检波模式和取样检波模式在图 2-23a 和 2-13b中比较。(由于取样检波器在测量噪声时非常有效，所以它常被用于噪声游标应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型，可以提供无任何倾 向 的结果，此时适合使用峰值检波。对没有平均检波功能的频谱仪来说，取样检波是最好的选择。)
当遇到正弦信号时会是什么情况呢？我们知道，当混频分量经过中频滤波器时，频谱仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲线。如果滤波器的曲线覆盖了许多个显示点，便会出现下述情况：显示信号只在混频分量接近滤波器的中心频率时才上升，也只在混频分量远离滤波器中心频率时才下降。无论哪一种情况，正峰值和负峰值检波都能检测出单一方向上的幅度变化，并根据正态检波算法，显示每个信号收集单元内的最大值，如图 2-24 所示。
当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎样呢？这时信号在信号收集单元内既有上升又有下降。如果信号收集单元恰好是奇数号，则一切正常，信号收集单元内的最大值将作为下一个数据点直接被绘出。但是，如果信号收集单元是偶数号的，那么描绘出的将是信号收集单元内的最小值。根据分辨率带宽和信号收集单元宽度的比值，最小值可能部分或完全不同于真实峰值（我们希望显示的值)。在信号收集单元宽度远大于分辨率带宽的极端情况下，信号收集单元内的最大值和最小值之差将是信号峰值和噪声之间的差值，图 2-25 的示例正是如此。观察第 6 个信号收集单元，当前信号收集单元中的峰值总是与前一个信号收集单元中的峰值相比较，当信号单元为奇数号时（如第 7 个单元）就显示两者中的较大值。此峰值实际上发生在第6 个信号收集单元，但在第 7 个单元才被显示出来。
图 2-24. 当信号收集单元内的值只增大或只减小时，正态检波显示该单元内的最大值
正态检波算法
如果信号值在一个信号收集单元内既有上升又有下降：则偶数号信号收集单元将显示该单元内的最小值（负峰值）。并记录最大值，然后在奇数号信号收集单元中将当前单元内的峰值与之前（记录的）一个单元的峰值进行比较并显示两者中的较大值（正峰值）。如果信号在一个信号收集单元内只上升或者只减小，则显示峰值，如图 2-25所示。
这个处理过程可能引起数据点的最大值显示过于偏向右方，但此偏移量通常只占扫宽的一个很小的百分数。一些频谱分析仪，例如高性能 X 系列信号分析仪，通过调节本振的起止频率来补偿这种潜在的影响。
另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值只存在一个，图 2-26 显示出可能发生这种情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。
因此峰值检波最适用于从噪声中定位 CW 信号，取样检波最适用于测量噪声，而既要观察信号又要观察噪声时采用正态检波最为合适。
图 2-25. 正态检波算法所选择的显示迹线点
图 2-26. 正态检波显示出两个峰值而实际只存在一个
平均检波
虽然现代数字调制方案具有类噪声特性，但取样检波不能提供我们所需的所有信息。比如在测量一个 W-CDMA 信号的信道功率时，我们需要集成信号的均方根值，这个测量过程涉及到频谱仪一定频率范围内的信号收集单元的总功率，取样检波并不能提供这个信息。
虽然一般频谱仪是在每个信号收集单元内多次收集幅度数据，但取样检波只保留这些数据中的一个值而忽略其他值。而平均检波会使用该时间（和频率）间隔内的该信号收集单元内所有数据，一旦数据被数字化并且我们知道其实现的环境，便可以将数据以多种方法处理从而获得想要的结果。
某些频谱仪将功率（基于电压的均方根值）取平均的检波称为 rms（均方根） 检波。Keysight X 系列信号分析仪的平均检波功能包括功率平均、电压平均和信号的对数平均，不同的平均类型可以通过按键单独选择：
功率（rms）平均是对信号的均方根电平取平均值，这是将一个信号收集单元内所测得的电压值取平方和再开方然后除以频谱仪输入特性阻抗（通常为 50 Ω）而得到。功率平均计算出真实的平均功率，最适用于测量复杂信号的功率。
电压平均是将一个信号收集单元内测得的信号包络的线性电压值取平均。在 EMI 测试中通常用这种方法来测量窄带信号（这部分内容将在下一节做进一步讨论）。电压平均还可以用来观察 AM 信号或脉冲调制信号（如雷达信号、TDMA 发射信号）的上升和下降情况。
对数功率（视频）平均是将一个信号收集单元内所测得的信号包络的对数幅度值（单位为 dB）取平均。它最适合用来观察正弦信号，特别是那些靠近噪声的信号。11
因此，使用功率为平均类型的平均检波方式提供的是基于 rms 电压值的真实平均功率，而平均类型为电压的检波器则可以看作是通用的平均检波器。平均类型为对数的检波器没有其他等效方式。
采用平均检波测量功率较取样检波有所改进。取样检波需要进行多次扫描以获取足够的数据点来提供精确的平均功率信息。平均检波使得对信道功率的测量从某范围内信号收集单元的求和变成代表着频谱仪某段频率的时间间隔的合成。在快速傅立叶变换（FFT）频谱仪12中，用于测量信道功率的值由显示数据点的和变为了 FFT 变换点之和。
在扫频和FFT两种模式下，这种合成捕获所有可用的功率信息，而不像取样检波那样只捕获取样点的功率信息。所以当测量时间相同时，平均检波的结果一致性更高。在扫描分析时也可以简单地通过延长扫描时间来提高测量结果的稳定性。
EMI 检波器：平均检波和准峰值检波
平均检波的一个重要应用是用于检测设备的电磁干扰（EMI)特性。在这种应用中，上一节所述的电压平均方式可以测量到可能被宽带脉冲噪声所掩盖的窄带信号。在 EMI 测试仪器中所使用的平均检波将取出待测的包络并使其通过一个带宽远小于 RBW 的低通滤波器，此滤波器对信号的高频分量（如噪声）做积分（取平均）运算。若要在一个没有电压平均检波功能的老式频谱分析仪中实现这种检波类型，需将频谱仪设置为线性模式并选择一个视频滤波器，它的截止频率需小于被测信号的最小 PRF（脉冲重复频率）。
准峰值检波（QPD）同样也用于 EMI 测试中。QPD 是峰值检波的一种加权形式，它的测量值随被测信号重复速率的下降而减小。也就是，一个给定峰值幅度并且脉冲重复速率为 10 Hz 的脉冲信号比另一个具有相同峰值幅度但脉冲重复速率为 1 kHz 的信号准峰值要低。这种信号加权是通过带有特定充放电结构的电路和由 CISPR 定义的显示时间常量来实现。
CISPR，国际无线电干扰特别委员会，由一些国际组织建立于 1934 年，致力于解决无线电干扰。它是由国际电工委员会（IEC）和许多其他国际组织的委员所组成的一个非政府组织,其所推荐的标准通常成为世界各地的政府监管机构所采用的法定 EMC 测试要求的基础。
QPD 也是定量测量信号“干扰因子”的一种方法。设想我们正在收听某一遭受干扰的无线电台，如果只是每隔几秒偶而听见由噪声所引起的“嗞嗞”声，那么基本上还可以正常收听节目，但是，如果相同幅度的干扰信号每秒出现 60 次，就无法再正常收听节目了。
平滑处理
在频谱仪中有几种不同的方法来平滑包络检波器输出幅度的变化。第一种方法是前面已经讨论过的平均检波，还有两种方法：视频滤波和迹线平均14。下面将对它们进行介绍。
视频滤波
要识别靠近噪声的信号并不只是 EMC 测量遇到的问题。如图 2-27 所示，频谱仪的显示是被测信号加上它自身的内部噪声。为了减小噪声对显示信号幅度的影响，我们常常对显示进行平滑或平均，如图 2-28 所示。频谱仪所包含的可变视频滤波器就是用作此目的。它是一个低通滤波器，位于包络检波器之后，并且决定了视频信号的带宽，该视频信号稍后将被数字化以生成幅度数据。此视频滤波器的截止频率可以减小到小于已选定的分辨率带宽（IF）滤波器的带宽。这时候，视频系统将无法再跟随经过中频链路的信号包络的快速变化。结果就是对被显示信号的平均或平滑。
图 2-27. 频谱分析仪显示的信号加噪声
图 2-28. 图 2-27 中的信号经充分平滑后的显示
图 2-29. VBW 与 RBW 比值分别为 3:1、1:10、1:100 时的平滑效果
这种效果在测量噪声时最为明显，尤其是选用高分辨率带宽的时候。当减小视频带宽，那么噪声峰峰值的波动变化也随之减小。如图 2-29 所示，减小的程度（平均或平滑的程度）随视频带宽和分辨率带宽的比值而变。当比值小于或等于 0.01 时，平滑效果较好，而比值增大时，平滑效果则不太理想。视频滤波器不会对已经平滑的信号迹线（例如显示的正弦信号已可以很好地与噪声区分）有任何影响。
如果将频谱仪设置为正峰值检波模式，可以注意到以下两点：首先，如果 VBW > RBW，则改变分辨率带宽对噪声的峰峰值起伏影响不大。其次，如果 VBW < RBW，则改变视频带宽似乎会影响噪声电平。噪声起伏变化不大是因为频谱仪当前只显示了噪声的峰值。不过，噪声电平表现出随着视频带宽而变，这是由于平均（平滑）处理的变化，因而使被平滑的噪声包络的峰值改变，如图 2-30a。选择平均检波模式，平均噪声电平并不改变，如图 2-30b。
图 2-30a. 正峰值检波模式：减小视频带宽使峰值噪声变小，但不能降低平均噪声电平
图 2-30b. 平均检波模式：无论 VBW 与 RBW 的
比值为多少（3:1、1:10、1:100），噪声电平保持不变
由于视频滤波器有自己的响应时间，因此当视频带宽 VBW 小于分辨率带宽 RBW 时，扫描时间的改变近似与视频带宽的变化成反比，扫描时间（ST）通过以下公式来描述：
分析仪根据视频带宽、扫宽和分辨率带宽，自动设置相应的扫描时间。
迹线平均
数字显示提供了另一种平滑显示的选择：迹线平均。这是与使用平均检波器完全不同的处理过程。它通过逐点的两次或多次扫描来实现平均，每一个显示点的新数值由当前值与前一个平均值再求平均得到：
因此，经过若干扫描后显示会渐渐趋于一个平均值。通过设置发生平均的扫描次数，可以像视频滤波那样选择平均或平滑的程度。图 2-31 显示了不同扫描次数下获得的迹线平均效果。尽管迹线平均不影响扫描时间，但因为多次扫描需要一定的时间，因此要达得期望的平均效果所用的时间与采用视频滤波方式所用的时间大致相同。
图 2-31. 扫描次数分别为 1、5、20、100
（每组扫描对应迹线位置偏移从上到下）时的迹线平均效果
在大多数场合里无论选择哪种显示平滑方式都一样。如果被测信号是噪声或非常接近噪声的低电平正弦信号，则不管使用视频滤波还是迹线平均都会得到相同的效果。
不过，两者之间仍有一个明显的区别。视频滤波是对信号实时地进行平均，即随着扫描的进行我们看到的是屏幕上每个显示点的充分平均或平滑效果。每个点只做一次平均处理，在每次扫描上的处理时间约为 1/VBW。而迹线平均需要进行多次扫描来实现显示信号的充分平均，且每个点上的平均处理发生在多次扫描所需的整个时间周期内。
所以对于某些信号来说，采用不同的平滑方式会得到截然不同的效果。比如对一个频谱随时间变化的信号采用视频平均时，每次扫描都会得到不同的平均结果。但是如果选择迹线平均，所得到的结果将更接近于真实的平均值，见图 2-32a 和 2-32b。
图 2-32a 和 2-32b 显示对调频广播信号分别应用视频滤波和迹线平均，所产生的不同效果。
图 2-32a. 视频滤波
图 2-32b. 迹线平均
时间选通
具有时间选通功能的频谱分析仪可以获得频域上占据相同部分而时域上彼此分离的信号的频谱信息。通过利用外部触发信号调整这些信号间的间隔，可以实现如下功能：
– 测量在时域上彼此分离的多个信号中的任意一个（例如，您可以分离出两个时分而频率相同的无线信号的频谱）
– 测量 TDMA 系统中某个时隙的信号频谱
– 排除干扰信号的频谱，比如去除只存在于一段时间的周期性脉冲边缘的瞬态过程
为什么需要时间选通
传统的频域频谱分析仪在分析某些信号时只能提供有限的信息。这些较难分析的信号类型包括：
– 射频脉冲
– 时间复用
– 时分多址（TDMA）
– 频谱交织或非连续
– 脉冲调制
有些情况，时间选通功能可以帮助您完成一些往常即便有可能进行但也非常困难的测量。
测量时分双工信号
如何使用时间选通功能执行复杂的测量，请见图 2-33a。图中显示了一个简化的数字移动信号，其中包含无线信号 #1 和 #2，它们占据同一频道而时间分用。每路信号发送一个 1 ms 的脉冲，然后关闭，而后另一路信号再发送 1 ms。问题的关键是如何测量每个发射信号单独的频谱。
图 2-33a. 在时域里简化的数字移动无线信号
令人遗憾的是，传统的频谱分析仪并不能实现这一点。它只能显示两个信号的混合频谱，如图 2-33b 所示。而现代分析仪利用时间选通功能以及一个外部触发信号，就能够观察到单独的无线信号 #1（或 #2）的频谱并确定其是否存在所显示的杂散信号，如图2-33c。
调整这些参数可以让您观察到所需的某个时间段的信号频谱。如果刚好在感兴趣的时间段里仅有一个选通信号，那么就可以使用如图 2-34 所示的电平选通信号。但是在许多情况下，选通信号的时间不会与我们要测量的频谱完全吻合。所以更灵活的方法是结合指定的选通时延和选通脉冲宽度采用边缘触发模式来精确定义想测量信号的时间周期。
图 2-34. 电平触发：频谱分析仪只在选通触发信号高于某个确定的电平时才测量频谱
图 2-35. 采用 8 个时隙的 TDMA 信号（本例为 GSM 信号），时隙 0 为“关闭”。
考虑如图 2-35 所示的 8 个时隙的 GSM 信号。每个突发脉冲序列的长度为 0.577 ms，整个帧长 4.615 ms。我们可能只对某个指定时隙内的信号频谱感兴趣。本例中假设 8 个可用时隙中使用了两个（时隙 1 和 3），如图 2-36。
当在频域中观察此信号时，见图 2-37，我们观察到频谱中存在多余的杂散信号。为了解决这个问题并找到干扰信号的来源，我们需要确定它出现在哪一个时隙里。如果要观察时隙 3，我们可以将选通的触发设置在时隙 3 中的突发脉冲序列的上升沿并指定选通时延为 1.4577 ms、选通脉冲宽度为461.60 μs，如图 2-38 所示。选通时延确保了在整个突发脉冲序列持续期间我们只测量时隙 3 信号的频谱。注意一定要谨慎地选择选通开始和停止值，以避开突发脉冲序列的上升沿和下降沿，因为需要在测量前留出一些时间等待 RBW 滤波信号稳定下来。图 2-39. 显示了时隙 3 的频谱，表明杂散信号并不是由此突发脉冲引起的。
实现时间选通的三种常见方法
– FFT 选通
– 本振选通
– 视频选通
图 2-36. 只有时隙 1 和 3“开启”的 GSM 信号在零扫宽（时域）时的显示。
图 2-37. 两个时隙“开启”的 GSM 信号的频域显示，频谱中出现多余的杂散信号。
图 2-38. 使用时间选通观察 GSM 信号时隙 3 的频谱。
图 2-39. 时隙3 的频谱表明杂散信号不是由此突发脉冲导致的。
选通 FFT
Keysight X 系列信号分析仪具有内置的 FFT 功能。在此模式下，触发启用后经过所选时延，频谱仪开始捕获数据并进行 FFT 处理。中频信号经数字化后在 1.83/RBW 的时间周期内被采集。基于这个数据采集计算 FFT，得到信号的频谱。因此，该频谱存在于已知时间段的某个特定时间。当频谱仪扫宽比 FFT 最大宽度窄时，这是速度最快的选通技术。
为了获得尽可能大的频率分辨率，应选择频谱仪可用的最小的 RBW（它的捕获时间与待测时间周期相适应）。但实际中并非总需如此，您可以选择一个较宽的 RBW 同时相应地减小选通脉冲宽度。在 FFT选通应用中最小可用的 RBW 通常比其他选通技术的最小可用 RBW 更窄，因为在其他技术里中频必须在脉冲持续期内充分稳定，这需要比 1.83/RBW 更长的时间。
本振选通
本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。
图 2-40. 在本振选通模式下，本振只在选通间隔内扫描
本振选通
本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。
用标准非选通模式的 X 系列信号分析仪扫过 1 MHz 扫宽需要 14.6 ms，如图 2-41 所示。如果选通脉冲宽度为 0.3 ms，频谱仪必须在 49（14.6 除以 0.3）个选通信号间隔时间内扫描；如果 GSM 信号的完整帧长为 4.615 ms，那么总的测量时间就等于 49 个选通信号间隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。这与后面所说的视频选通技术相比在速度上有了很大的提高。X 系列信号分析仪和 PSA 系列频谱分析仪均具有本振选通功能。
图 2-41. GSM 信号频谱
视频选通
一些频谱仪（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了视频选通的信号分析技术。这种情况下，当选通信号处于截止状态时视频电压被关闭或为“负无穷大”。检波器设置为峰值检波，扫描时间的设置必须保证选通信号在每个显示点或信号收集单元内至少出现一次，从而确保峰值检波器能够获得相应时间间隔内的真实数据，否则会出现没有数据值的迹线点，进而导致不完整的显示频谱。因此，最小扫描时间 = 显示点数 N x 突发脉冲的时间周期。例如，在 GSM 测量中，完整帧长为 4.615 ms，假设 ESA 频谱仪设置为缺省显示点数 401，那么对于 GSM 视频选通测量的最小扫描时间是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。
有些 TDMA 格式的周期时间长达 90 ms，导致如果使用视频选通技术需要很长的扫描时间。现在，您已经知道典型的模拟频谱分析仪的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下来要讨论的是当使用数字技术替代某些模拟电路时，对频谱分析仪的性能有何改善。
图 2-42. 具有视频选通的频谱分析仪的结构框图
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图 2-18. 1001 个迹线点（信号收集单元）中的
每个点都覆盖了 100 kHz 的频率扫宽和 0.01 ms 的时间扫宽
频率：信号收集单元的宽度 = 扫宽/（迹线点数 – 1）
时间：信号收集单元的宽度 = 扫描时间/（迹线点数 – 1）
不同仪器的采样速率不同，但减小扫宽和/或增加扫描时间能够获得更高的精度，因为任何一种情况都会增加信号收集单元所含的样本数。采用数字中频滤波器的分析仪，采样速率和内插特性按照等效于连续时间处理来设计。
“信号收集单元”的概念很重要，它能够帮我们区分这 6 种显示检波器类型：
– 取样检波
– 正峰值检波（简称峰值检波）
– 负峰值检波
– 正态检波（Normal）
– 平均检波
– 准峰值检波
图 2-19. 存储器中存入的迹线点基于不同的检波器算法
前三种检波类型（取样、峰值和负峰值）比较容易理解，如图 2-19 中的直观表示。正态、平均和准峰值检波要复杂一些，我们稍后进行讨论。
我们回到之前的问题：如何用数字技术尽可能如实地显示模拟系统？我们来设想图 2-17 所描述的情况，即显示的信号只包含噪声和一个连续波（CW）信号。
取样检波
作为第一种方法，我们只选取每个信号收集单元的中间位置的瞬时电平值（如图 2-19）作为数据点，这就是取样检波模式。为使显示迹线看起来是连续的，我们设计了一种能描绘出各点之间矢量关系的系统。比较图 2-17 和 2-20，可以看出我们获得了一个还算合理的显示。当然，迹线上的点数越多，就越能真实地再现模拟信号。不同频谱仪的可用显示点数是不一样的，对于 X 系列信号分析仪，频域迹线的取样显示点数可以从最少 1 个点到最多 40001 个点。如图 2-21 所示，增加取样点确实可使结果更接近于模拟信号。
虽然这种取样检波方式能很好的体现噪声的随机性，但并不适合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信号分析仪上观察一个 100 MHz 的梳状信号，分析仪的扫宽可以被设置为 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 个显示点，每个显示点代表 26.5 MHz 的频率扫宽（信号收集单元)，也远大于 8 MHz 的最大分辨率带宽。
结果，采用取样检波模式时，只有当梳状信号的混频分量刚好处在中频的中心处时，它的幅度才能被显示出来。图 2-22a 是一个使用取样检波的带宽为 750 Hz、扫宽为 10 MHz 的显示。它的梳状信号幅度应该与图 2-22b 所示（使用峰值检波）的实际信号基本一致。可以得出，取样检波方式并不适用于所有信号，也不能反映显示信号的真实峰值。当分辨率带宽小于采样间隔（如信号收集单元的宽度）时，取样检波模式会给出错误的结果。
图 2-22a. 取样检波模式下的带宽为 250 kHz、扫宽为 10 MHz 的梳状信号
图 2-22b. 在 10 MHz 扫宽内，采用（正）峰值检波得到的实际梳状信号
（正）峰值检波
确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的一种方法是显示每个信号收集单元内出现的最大值，这就是正峰值检波方式，或者叫峰值检波，如图 2-22b 所示。峰值检波是许多频谱分析仪默认的检波方式，因为无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之间的关系如何，它都能保证不丢失任何正弦信号。不过，与取样检波方式不同的是，由于峰值检波只显示每个信号收集单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机性，所以在反映随机噪声方面并不理想。因此，将峰值检波作为第一检波方式的频谱仪一般还提供取样检波作为补充。
负峰值检波
负峰值检波方式显示的是每个信号收集单元中的最小值。大多数频谱仪都提供这种检波方式，尽管它不像其他方式那么常用。对于 EMC 测量，想要从脉冲信号中区分出 CW 信号，负峰值检波会很有用。在本应用指南后面的内容里，我们将看到负峰值检波还能应用于使用外部混频器进行高频测量时的信号识别。
正态检波
为了提供比峰值检波更好的对随机噪声的直观显示并避免取样检波模式显示信号的丢失问题，许多频谱仪还提供正态检波模式（俗称 rosenfell9 模式）。如果信号像用正峰值和负峰值检波所确定的那样既有上升、又有下降，则该算法将这种信号归类为噪声信号。
Roesnfell 并不是人名，而是一种运算方法的描述，用以测试在给定数据点代表的信号收集单元内的信号是上升还是下降，有时也写成 rose’n’fell。
在这种情况下，用奇数号的数据点来显示信号收集单元中的最大值，用偶数号的数据点来显示最小值。如图 2-25 所示。正态检波模式和取样检波模式在图 2-23a 和 2-13b中比较。(由于取样检波器在测量噪声时非常有效，所以它常被用于噪声游标应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型，可以提供无任何倾 向 的结果，此时适合使用峰值检波。对没有平均检波功能的频谱仪来说，取样检波是最好的选择。)
当遇到正弦信号时会是什么情况呢？我们知道，当混频分量经过中频滤波器时，频谱仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲线。如果滤波器的曲线覆盖了许多个显示点，便会出现下述情况：显示信号只在混频分量接近滤波器的中心频率时才上升，也只在混频分量远离滤波器中心频率时才下降。无论哪一种情况，正峰值和负峰值检波都能检测出单一方向上的幅度变化，并根据正态检波算法，显示每个信号收集单元内的最大值，如图 2-24 所示。
当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎样呢？这时信号在信号收集单元内既有上升又有下降。如果信号收集单元恰好是奇数号，则一切正常，信号收集单元内的最大值将作为下一个数据点直接被绘出。但是，如果信号收集单元是偶数号的，那么描绘出的将是信号收集单元内的最小值。根据分辨率带宽和信号收集单元宽度的比值，最小值可能部分或完全不同于真实峰值（我们希望显示的值)。在信号收集单元宽度远大于分辨率带宽的极端情况下，信号收集单元内的最大值和最小值之差将是信号峰值和噪声之间的差值，图 2-25 的示例正是如此。观察第 6 个信号收集单元，当前信号收集单元中的峰值总是与前一个信号收集单元中的峰值相比较，当信号单元为奇数号时（如第 7 个单元）就显示两者中的较大值。此峰值实际上发生在第6 个信号收集单元，但在第 7 个单元才被显示出来。
图 2-24. 当信号收集单元内的值只增大或只减小时，正态检波显示该单元内的最大值
正态检波算法
如果信号值在一个信号收集单元内既有上升又有下降：则偶数号信号收集单元将显示该单元内的最小值（负峰值）。并记录最大值，然后在奇数号信号收集单元中将当前单元内的峰值与之前（记录的）一个单元的峰值进行比较并显示两者中的较大值（正峰值）。如果信号在一个信号收集单元内只上升或者只减小，则显示峰值，如图 2-25所示。
这个处理过程可能引起数据点的最大值显示过于偏向右方，但此偏移量通常只占扫宽的一个很小的百分数。一些频谱分析仪，例如高性能 X 系列信号分析仪，通过调节本振的起止频率来补偿这种潜在的影响。
另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值只存在一个，图 2-26 显示出可能发生这种情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。
因此峰值检波最适用于从噪声中定位 CW 信号，取样检波最适用于测量噪声，而既要观察信号又要观察噪声时采用正态检波最为合适。
图 2-25. 正态检波算法所选择的显示迹线点
图 2-26. 正态检波显示出两个峰值而实际只存在一个
平均检波
虽然现代数字调制方案具有类噪声特性，但取样检波不能提供我们所需的所有信息。比如在测量一个 W-CDMA 信号的信道功率时，我们需要集成信号的均方根值，这个测量过程涉及到频谱仪一定频率范围内的信号收集单元的总功率，取样检波并不能提供这个信息。
虽然一般频谱仪是在每个信号收集单元内多次收集幅度数据，但取样检波只保留这些数据中的一个值而忽略其他值。而平均检波会使用该时间（和频率）间隔内的该信号收集单元内所有数据，一旦数据被数字化并且我们知道其实现的环境，便可以将数据以多种方法处理从而获得想要的结果。
某些频谱仪将功率（基于电压的均方根值）取平均的检波称为 rms（均方根） 检波。Keysight X 系列信号分析仪的平均检波功能包括功率平均、电压平均和信号的对数平均，不同的平均类型可以通过按键单独选择：
功率（rms）平均是对信号的均方根电平取平均值，这是将一个信号收集单元内所测得的电压值取平方和再开方然后除以频谱仪输入特性阻抗（通常为 50 Ω）而得到。功率平均计算出真实的平均功率，最适用于测量复杂信号的功率。
电压平均是将一个信号收集单元内测得的信号包络的线性电压值取平均。在 EMI 测试中通常用这种方法来测量窄带信号（这部分内容将在下一节做进一步讨论）。电压平均还可以用来观察 AM 信号或脉冲调制信号（如雷达信号、TDMA 发射信号）的上升和下降情况。
对数功率（视频）平均是将一个信号收集单元内所测得的信号包络的对数幅度值（单位为 dB）取平均。它最适合用来观察正弦信号，特别是那些靠近噪声的信号。11
因此，使用功率为平均类型的平均检波方式提供的是基于 rms 电压值的真实平均功率，而平均类型为电压的检波器则可以看作是通用的平均检波器。平均类型为对数的检波器没有其他等效方式。
采用平均检波测量功率较取样检波有所改进。取样检波需要进行多次扫描以获取足够的数据点来提供精确的平均功率信息。平均检波使得对信道功率的测量从某范围内信号收集单元的求和变成代表着频谱仪某段频率的时间间隔的合成。在快速傅立叶变换（FFT）频谱仪12中，用于测量信道功率的值由显示数据点的和变为了 FFT 变换点之和。
在扫频和FFT两种模式下，这种合成捕获所有可用的功率信息，而不像取样检波那样只捕获取样点的功率信息。所以当测量时间相同时，平均检波的结果一致性更高。在扫描分析时也可以简单地通过延长扫描时间来提高测量结果的稳定性。
EMI 检波器：平均检波和准峰值检波
平均检波的一个重要应用是用于检测设备的电磁干扰（EMI)特性。在这种应用中，上一节所述的电压平均方式可以测量到可能被宽带脉冲噪声所掩盖的窄带信号。在 EMI 测试仪器中所使用的平均检波将取出待测的包络并使其通过一个带宽远小于 RBW 的低通滤波器，此滤波器对信号的高频分量（如噪声）做积分（取平均）运算。若要在一个没有电压平均检波功能的老式频谱分析仪中实现这种检波类型，需将频谱仪设置为线性模式并选择一个视频滤波器，它的截止频率需小于被测信号的最小 PRF（脉冲重复频率）。
准峰值检波（QPD）同样也用于 EMI 测试中。QPD 是峰值检波的一种加权形式，它的测量值随被测信号重复速率的下降而减小。也就是，一个给定峰值幅度并且脉冲重复速率为 10 Hz 的脉冲信号比另一个具有相同峰值幅度但脉冲重复速率为 1 kHz 的信号准峰值要低。这种信号加权是通过带有特定充放电结构的电路和由 CISPR 定义的显示时间常量来实现。
CISPR，国际无线电干扰特别委员会，由一些国际组织建立于 1934 年，致力于解决无线电干扰。它是由国际电工委员会（IEC）和许多其他国际组织的委员所组成的一个非政府组织,其所推荐的标准通常成为世界各地的政府监管机构所采用的法定 EMC 测试要求的基础。
QPD 也是定量测量信号“干扰因子”的一种方法。设想我们正在收听某一遭受干扰的无线电台，如果只是每隔几秒偶而听见由噪声所引起的“嗞嗞”声，那么基本上还可以正常收听节目，但是，如果相同幅度的干扰信号每秒出现 60 次，就无法再正常收听节目了。
平滑处理
在频谱仪中有几种不同的方法来平滑包络检波器输出幅度的变化。第一种方法是前面已经讨论过的平均检波，还有两种方法：视频滤波和迹线平均14。下面将对它们进行介绍。
视频滤波
要识别靠近噪声的信号并不只是 EMC 测量遇到的问题。如图 2-27 所示，频谱仪的显示是被测信号加上它自身的内部噪声。为了减小噪声对显示信号幅度的影响，我们常常对显示进行平滑或平均，如图 2-28 所示。频谱仪所包含的可变视频滤波器就是用作此目的。它是一个低通滤波器，位于包络检波器之后，并且决定了视频信号的带宽，该视频信号稍后将被数字化以生成幅度数据。此视频滤波器的截止频率可以减小到小于已选定的分辨率带宽（IF）滤波器的带宽。这时候，视频系统将无法再跟随经过中频链路的信号包络的快速变化。结果就是对被显示信号的平均或平滑。
图 2-27. 频谱分析仪显示的信号加噪声
图 2-28. 图 2-27 中的信号经充分平滑后的显示
图 2-29. VBW 与 RBW 比值分别为 3:1、1:10、1:100 时的平滑效果
这种效果在测量噪声时最为明显，尤其是选用高分辨率带宽的时候。当减小视频带宽，那么噪声峰峰值的波动变化也随之减小。如图 2-29 所示，减小的程度（平均或平滑的程度）随视频带宽和分辨率带宽的比值而变。当比值小于或等于 0.01 时，平滑效果较好，而比值增大时，平滑效果则不太理想。视频滤波器不会对已经平滑的信号迹线（例如显示的正弦信号已可以很好地与噪声区分）有任何影响。
如果将频谱仪设置为正峰值检波模式，可以注意到以下两点：首先，如果 VBW > RBW，则改变分辨率带宽对噪声的峰峰值起伏影响不大。其次，如果 VBW < RBW，则改变视频带宽似乎会影响噪声电平。噪声起伏变化不大是因为频谱仪当前只显示了噪声的峰值。不过，噪声电平表现出随着视频带宽而变，这是由于平均（平滑）处理的变化，因而使被平滑的噪声包络的峰值改变，如图 2-30a。选择平均检波模式，平均噪声电平并不改变，如图 2-30b。
图 2-30a. 正峰值检波模式：减小视频带宽使峰值噪声变小，但不能降低平均噪声电平
图 2-30b. 平均检波模式：无论 VBW 与 RBW 的
比值为多少（3:1、1:10、1:100），噪声电平保持不变
由于视频滤波器有自己的响应时间，因此当视频带宽 VBW 小于分辨率带宽 RBW 时，扫描时间的改变近似与视频带宽的变化成反比，扫描时间（ST）通过以下公式来描述：
分析仪根据视频带宽、扫宽和分辨率带宽，自动设置相应的扫描时间。
迹线平均
数字显示提供了另一种平滑显示的选择：迹线平均。这是与使用平均检波器完全不同的处理过程。它通过逐点的两次或多次扫描来实现平均，每一个显示点的新数值由当前值与前一个平均值再求平均得到：
因此，经过若干扫描后显示会渐渐趋于一个平均值。通过设置发生平均的扫描次数，可以像视频滤波那样选择平均或平滑的程度。图 2-31 显示了不同扫描次数下获得的迹线平均效果。尽管迹线平均不影响扫描时间，但因为多次扫描需要一定的时间，因此要达得期望的平均效果所用的时间与采用视频滤波方式所用的时间大致相同。
图 2-31. 扫描次数分别为 1、5、20、100
（每组扫描对应迹线位置偏移从上到下）时的迹线平均效果
在大多数场合里无论选择哪种显示平滑方式都一样。如果被测信号是噪声或非常接近噪声的低电平正弦信号，则不管使用视频滤波还是迹线平均都会得到相同的效果。
不过，两者之间仍有一个明显的区别。视频滤波是对信号实时地进行平均，即随着扫描的进行我们看到的是屏幕上每个显示点的充分平均或平滑效果。每个点只做一次平均处理，在每次扫描上的处理时间约为 1/VBW。而迹线平均需要进行多次扫描来实现显示信号的充分平均，且每个点上的平均处理发生在多次扫描所需的整个时间周期内。
所以对于某些信号来说，采用不同的平滑方式会得到截然不同的效果。比如对一个频谱随时间变化的信号采用视频平均时，每次扫描都会得到不同的平均结果。但是如果选择迹线平均，所得到的结果将更接近于真实的平均值，见图 2-32a 和 2-32b。
图 2-32a 和 2-32b 显示对调频广播信号分别应用视频滤波和迹线平均，所产生的不同效果。
图 2-32a. 视频滤波
图 2-32b. 迹线平均
时间选通
具有时间选通功能的频谱分析仪可以获得频域上占据相同部分而时域上彼此分离的信号的频谱信息。通过利用外部触发信号调整这些信号间的间隔，可以实现如下功能：
– 测量在时域上彼此分离的多个信号中的任意一个（例如，您可以分离出两个时分而频率相同的无线信号的频谱）
– 测量 TDMA 系统中某个时隙的信号频谱
– 排除干扰信号的频谱，比如去除只存在于一段时间的周期性脉冲边缘的瞬态过程
为什么需要时间选通
传统的频域频谱分析仪在分析某些信号时只能提供有限的信息。这些较难分析的信号类型包括：
– 射频脉冲
– 时间复用
– 时分多址（TDMA）
– 频谱交织或非连续
– 脉冲调制
有些情况，时间选通功能可以帮助您完成一些往常即便有可能进行但也非常困难的测量。
测量时分双工信号
如何使用时间选通功能执行复杂的测量，请见图 2-33a。图中显示了一个简化的数字移动信号，其中包含无线信号 #1 和 #2，它们占据同一频道而时间分用。每路信号发送一个 1 ms 的脉冲，然后关闭，而后另一路信号再发送 1 ms。问题的关键是如何测量每个发射信号单独的频谱。
图 2-33a. 在时域里简化的数字移动无线信号
令人遗憾的是，传统的频谱分析仪并不能实现这一点。它只能显示两个信号的混合频谱，如图 2-33b 所示。而现代分析仪利用时间选通功能以及一个外部触发信号，就能够观察到单独的无线信号 #1（或 #2）的频谱并确定其是否存在所显示的杂散信号，如图2-33c。
调整这些参数可以让您观察到所需的某个时间段的信号频谱。如果刚好在感兴趣的时间段里仅有一个选通信号，那么就可以使用如图 2-34 所示的电平选通信号。但是在许多情况下，选通信号的时间不会与我们要测量的频谱完全吻合。所以更灵活的方法是结合指定的选通时延和选通脉冲宽度采用边缘触发模式来精确定义想测量信号的时间周期。
图 2-34. 电平触发：频谱分析仪只在选通触发信号高于某个确定的电平时才测量频谱
图 2-35. 采用 8 个时隙的 TDMA 信号（本例为 GSM 信号），时隙 0 为“关闭”。
考虑如图 2-35 所示的 8 个时隙的 GSM 信号。每个突发脉冲序列的长度为 0.577 ms，整个帧长 4.615 ms。我们可能只对某个指定时隙内的信号频谱感兴趣。本例中假设 8 个可用时隙中使用了两个（时隙 1 和 3），如图 2-36。
当在频域中观察此信号时，见图 2-37，我们观察到频谱中存在多余的杂散信号。为了解决这个问题并找到干扰信号的来源，我们需要确定它出现在哪一个时隙里。如果要观察时隙 3，我们可以将选通的触发设置在时隙 3 中的突发脉冲序列的上升沿并指定选通时延为 1.4577 ms、选通脉冲宽度为461.60 μs，如图 2-38 所示。选通时延确保了在整个突发脉冲序列持续期间我们只测量时隙 3 信号的频谱。注意一定要谨慎地选择选通开始和停止值，以避开突发脉冲序列的上升沿和下降沿，因为需要在测量前留出一些时间等待 RBW 滤波信号稳定下来。图 2-39. 显示了时隙 3 的频谱，表明杂散信号并不是由此突发脉冲引起的。
实现时间选通的三种常见方法
– FFT 选通
– 本振选通
– 视频选通
图 2-36. 只有时隙 1 和 3“开启”的 GSM 信号在零扫宽（时域）时的显示。
图 2-37. 两个时隙“开启”的 GSM 信号的频域显示，频谱中出现多余的杂散信号。
图 2-38. 使用时间选通观察 GSM 信号时隙 3 的频谱。
图 2-39. 时隙3 的频谱表明杂散信号不是由此突发脉冲导致的。
选通 FFT
Keysight X 系列信号分析仪具有内置的 FFT 功能。在此模式下，触发启用后经过所选时延，频谱仪开始捕获数据并进行 FFT 处理。中频信号经数字化后在 1.83/RBW 的时间周期内被采集。基于这个数据采集计算 FFT，得到信号的频谱。因此，该频谱存在于已知时间段的某个特定时间。当频谱仪扫宽比 FFT 最大宽度窄时，这是速度最快的选通技术。
为了获得尽可能大的频率分辨率，应选择频谱仪可用的最小的 RBW（它的捕获时间与待测时间周期相适应）。但实际中并非总需如此，您可以选择一个较宽的 RBW 同时相应地减小选通脉冲宽度。在 FFT选通应用中最小可用的 RBW 通常比其他选通技术的最小可用 RBW 更窄，因为在其他技术里中频必须在脉冲持续期内充分稳定，这需要比 1.83/RBW 更长的时间。
本振选通
本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。
图 2-40. 在本振选通模式下，本振只在选通间隔内扫描
本振选通
本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。
用标准非选通模式的 X 系列信号分析仪扫过 1 MHz 扫宽需要 14.6 ms，如图 2-41 所示。如果选通脉冲宽度为 0.3 ms，频谱仪必须在 49（14.6 除以 0.3）个选通信号间隔时间内扫描；如果 GSM 信号的完整帧长为 4.615 ms，那么总的测量时间就等于 49 个选通信号间隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。这与后面所说的视频选通技术相比在速度上有了很大的提高。X 系列信号分析仪和 PSA 系列频谱分析仪均具有本振选通功能。
图 2-41. GSM 信号频谱
视频选通
一些频谱仪（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了视频选通的信号分析技术。这种情况下，当选通信号处于截止状态时视频电压被关闭或为“负无穷大”。检波器设置为峰值检波，扫描时间的设置必须保证选通信号在每个显示点或信号收集单元内至少出现一次，从而确保峰值检波器能够获得相应时间间隔内的真实数据，否则会出现没有数据值的迹线点，进而导致不完整的显示频谱。因此，最小扫描时间 = 显示点数 N x 突发脉冲的时间周期。例如，在 GSM 测量中，完整帧长为 4.615 ms，假设 ESA 频谱仪设置为缺省显示点数 401，那么对于 GSM 视频选通测量的最小扫描时间是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。
有些 TDMA 格式的周期时间长达 90 ms，导致如果使用视频选通技术需要很长的扫描时间。现在，您已经知道典型的模拟频谱分析仪的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下来要讨论的是当使用数字技术替代某些模拟电路时，对频谱分析仪的性能有何改善。
图 2-42. 具有视频选通的频谱分析仪的结构框图
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图 2-18. 1001 个迹线点（信号收集单元）中的
每个点都覆盖了 100 kHz 的频率扫宽和 0.01 ms 的时间扫宽
频率：信号收集单元的宽度 = 扫宽/（迹线点数 – 1）
时间：信号收集单元的宽度 = 扫描时间/（迹线点数 – 1）
不同仪器的采样速率不同，但减小扫宽和/或增加扫描时间能够获得更高的精度，因为任何一种情况都会增加信号收集单元所含的样本数。采用数字中频滤波器的分析仪，采样速率和内插特性按照等效于连续时间处理来设计。
“信号收集单元”的概念很重要，它能够帮我们区分这 6 种显示检波器类型：
– 取样检波
– 正峰值检波（简称峰值检波）
– 负峰值检波
– 正态检波（Normal）
– 平均检波
– 准峰值检波
图 2-19. 存储器中存入的迹线点基于不同的检波器算法
前三种检波类型（取样、峰值和负峰值）比较容易理解，如图 2-19 中的直观表示。正态、平均和准峰值检波要复杂一些，我们稍后进行讨论。
我们回到之前的问题：如何用数字技术尽可能如实地显示模拟系统？我们来设想图 2-17 所描述的情况，即显示的信号只包含噪声和一个连续波（CW）信号。
取样检波
作为第一种方法，我们只选取每个信号收集单元的中间位置的瞬时电平值（如图 2-19）作为数据点，这就是取样检波模式。为使显示迹线看起来是连续的，我们设计了一种能描绘出各点之间矢量关系的系统。比较图 2-17 和 2-20，可以看出我们获得了一个还算合理的显示。当然，迹线上的点数越多，就越能真实地再现模拟信号。不同频谱仪的可用显示点数是不一样的，对于 X 系列信号分析仪，频域迹线的取样显示点数可以从最少 1 个点到最多 40001 个点。如图 2-21 所示，增加取样点确实可使结果更接近于模拟信号。
虽然这种取样检波方式能很好的体现噪声的随机性，但并不适合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信号分析仪上观察一个 100 MHz 的梳状信号，分析仪的扫宽可以被设置为 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 个显示点，每个显示点代表 26.5 MHz 的频率扫宽（信号收集单元)，也远大于 8 MHz 的最大分辨率带宽。
结果，采用取样检波模式时，只有当梳状信号的混频分量刚好处在中频的中心处时，它的幅度才能被显示出来。图 2-22a 是一个使用取样检波的带宽为 750 Hz、扫宽为 10 MHz 的显示。它的梳状信号幅度应该与图 2-22b 所示（使用峰值检波）的实际信号基本一致。可以得出，取样检波方式并不适用于所有信号，也不能反映显示信号的真实峰值。当分辨率带宽小于采样间隔（如信号收集单元的宽度）时，取样检波模式会给出错误的结果。
图 2-22a. 取样检波模式下的带宽为 250 kHz、扫宽为 10 MHz 的梳状信号
图 2-22b. 在 10 MHz 扫宽内，采用（正）峰值检波得到的实际梳状信号
（正）峰值检波
确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的一种方法是显示每个信号收集单元内出现的最大值，这就是正峰值检波方式，或者叫峰值检波，如图 2-22b 所示。峰值检波是许多频谱分析仪默认的检波方式，因为无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之间的关系如何，它都能保证不丢失任何正弦信号。不过，与取样检波方式不同的是，由于峰值检波只显示每个信号收集单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机性，所以在反映随机噪声方面并不理想。因此，将峰值检波作为第一检波方式的频谱仪一般还提供取样检波作为补充。
负峰值检波
负峰值检波方式显示的是每个信号收集单元中的最小值。大多数频谱仪都提供这种检波方式，尽管它不像其他方式那么常用。对于 EMC 测量，想要从脉冲信号中区分出 CW 信号，负峰值检波会很有用。在本应用指南后面的内容里，我们将看到负峰值检波还能应用于使用外部混频器进行高频测量时的信号识别。
正态检波
为了提供比峰值检波更好的对随机噪声的直观显示并避免取样检波模式显示信号的丢失问题，许多频谱仪还提供正态检波模式（俗称 rosenfell9 模式）。如果信号像用正峰值和负峰值检波所确定的那样既有上升、又有下降，则该算法将这种信号归类为噪声信号。
Roesnfell 并不是人名，而是一种运算方法的描述，用以测试在给定数据点代表的信号收集单元内的信号是上升还是下降，有时也写成 rose’n’fell。
在这种情况下，用奇数号的数据点来显示信号收集单元中的最大值，用偶数号的数据点来显示最小值。如图 2-25 所示。正态检波模式和取样检波模式在图 2-23a 和 2-13b中比较。(由于取样检波器在测量噪声时非常有效，所以它常被用于噪声游标应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型，可以提供无任何倾 向 的结果，此时适合使用峰值检波。对没有平均检波功能的频谱仪来说，取样检波是最好的选择。)
当遇到正弦信号时会是什么情况呢？我们知道，当混频分量经过中频滤波器时，频谱仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲线。如果滤波器的曲线覆盖了许多个显示点，便会出现下述情况：显示信号只在混频分量接近滤波器的中心频率时才上升，也只在混频分量远离滤波器中心频率时才下降。无论哪一种情况，正峰值和负峰值检波都能检测出单一方向上的幅度变化，并根据正态检波算法，显示每个信号收集单元内的最大值，如图 2-24 所示。
当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎样呢？这时信号在信号收集单元内既有上升又有下降。如果信号收集单元恰好是奇数号，则一切正常，信号收集单元内的最大值将作为下一个数据点直接被绘出。但是，如果信号收集单元是偶数号的，那么描绘出的将是信号收集单元内的最小值。根据分辨率带宽和信号收集单元宽度的比值，最小值可能部分或完全不同于真实峰值（我们希望显示的值)。在信号收集单元宽度远大于分辨率带宽的极端情况下，信号收集单元内的最大值和最小值之差将是信号峰值和噪声之间的差值，图 2-25 的示例正是如此。观察第 6 个信号收集单元，当前信号收集单元中的峰值总是与前一个信号收集单元中的峰值相比较，当信号单元为奇数号时（如第 7 个单元）就显示两者中的较大值。此峰值实际上发生在第6 个信号收集单元，但在第 7 个单元才被显示出来。
图 2-24. 当信号收集单元内的值只增大或只减小时，正态检波显示该单元内的最大值
正态检波算法
如果信号值在一个信号收集单元内既有上升又有下降：则偶数号信号收集单元将显示该单元内的最小值（负峰值）。并记录最大值，然后在奇数号信号收集单元中将当前单元内的峰值与之前（记录的）一个单元的峰值进行比较并显示两者中的较大值（正峰值）。如果信号在一个信号收集单元内只上升或者只减小，则显示峰值，如图 2-25所示。
这个处理过程可能引起数据点的最大值显示过于偏向右方，但此偏移量通常只占扫宽的一个很小的百分数。一些频谱分析仪，例如高性能 X 系列信号分析仪，通过调节本振的起止频率来补偿这种潜在的影响。
另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值只存在一个，图 2-26 显示出可能发生这种情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。
因此峰值检波最适用于从噪声中定位 CW 信号，取样检波最适用于测量噪声，而既要观察信号又要观察噪声时采用正态检波最为合适。
图 2-25. 正态检波算法所选择的显示迹线点
图 2-26. 正态检波显示出两个峰值而实际只存在一个
平均检波
虽然现代数字调制方案具有类噪声特性，但取样检波不能提供我们所需的所有信息。比如在测量一个 W-CDMA 信号的信道功率时，我们需要集成信号的均方根值，这个测量过程涉及到频谱仪一定频率范围内的信号收集单元的总功率，取样检波并不能提供这个信息。
虽然一般频谱仪是在每个信号收集单元内多次收集幅度数据，但取样检波只保留这些数据中的一个值而忽略其他值。而平均检波会使用该时间（和频率）间隔内的该信号收集单元内所有数据，一旦数据被数字化并且我们知道其实现的环境，便可以将数据以多种方法处理从而获得想要的结果。
某些频谱仪将功率（基于电压的均方根值）取平均的检波称为 rms（均方根） 检波。Keysight X 系列信号分析仪的平均检波功能包括功率平均、电压平均和信号的对数平均，不同的平均类型可以通过按键单独选择：
功率（rms）平均是对信号的均方根电平取平均值，这是将一个信号收集单元内所测得的电压值取平方和再开方然后除以频谱仪输入特性阻抗（通常为 50 Ω）而得到。功率平均计算出真实的平均功率，最适用于测量复杂信号的功率。
电压平均是将一个信号收集单元内测得的信号包络的线性电压值取平均。在 EMI 测试中通常用这种方法来测量窄带信号（这部分内容将在下一节做进一步讨论）。电压平均还可以用来观察 AM 信号或脉冲调制信号（如雷达信号、TDMA 发射信号）的上升和下降情况。
对数功率（视频）平均是将一个信号收集单元内所测得的信号包络的对数幅度值（单位为 dB）取平均。它最适合用来观察正弦信号，特别是那些靠近噪声的信号。11
因此，使用功率为平均类型的平均检波方式提供的是基于 rms 电压值的真实平均功率，而平均类型为电压的检波器则可以看作是通用的平均检波器。平均类型为对数的检波器没有其他等效方式。
采用平均检波测量功率较取样检波有所改进。取样检波需要进行多次扫描以获取足够的数据点来提供精确的平均功率信息。平均检波使得对信道功率的测量从某范围内信号收集单元的求和变成代表着频谱仪某段频率的时间间隔的合成。在快速傅立叶变换（FFT）频谱仪12中，用于测量信道功率的值由显示数据点的和变为了 FFT 变换点之和。
在扫频和FFT两种模式下，这种合成捕获所有可用的功率信息，而不像取样检波那样只捕获取样点的功率信息。所以当测量时间相同时，平均检波的结果一致性更高。在扫描分析时也可以简单地通过延长扫描时间来提高测量结果的稳定性。
EMI 检波器：平均检波和准峰值检波
平均检波的一个重要应用是用于检测设备的电磁干扰（EMI)特性。在这种应用中，上一节所述的电压平均方式可以测量到可能被宽带脉冲噪声所掩盖的窄带信号。在 EMI 测试仪器中所使用的平均检波将取出待测的包络并使其通过一个带宽远小于 RBW 的低通滤波器，此滤波器对信号的高频分量（如噪声）做积分（取平均）运算。若要在一个没有电压平均检波功能的老式频谱分析仪中实现这种检波类型，需将频谱仪设置为线性模式并选择一个视频滤波器，它的截止频率需小于被测信号的最小 PRF（脉冲重复频率）。
准峰值检波（QPD）同样也用于 EMI 测试中。QPD 是峰值检波的一种加权形式，它的测量值随被测信号重复速率的下降而减小。也就是，一个给定峰值幅度并且脉冲重复速率为 10 Hz 的脉冲信号比另一个具有相同峰值幅度但脉冲重复速率为 1 kHz 的信号准峰值要低。这种信号加权是通过带有特定充放电结构的电路和由 CISPR 定义的显示时间常量来实现。
CISPR，国际无线电干扰特别委员会，由一些国际组织建立于 1934 年，致力于解决无线电干扰。它是由国际电工委员会（IEC）和许多其他国际组织的委员所组成的一个非政府组织,其所推荐的标准通常成为世界各地的政府监管机构所采用的法定 EMC 测试要求的基础。
QPD 也是定量测量信号“干扰因子”的一种方法。设想我们正在收听某一遭受干扰的无线电台，如果只是每隔几秒偶而听见由噪声所引起的“嗞嗞”声，那么基本上还可以正常收听节目，但是，如果相同幅度的干扰信号每秒出现 60 次，就无法再正常收听节目了。
平滑处理
在频谱仪中有几种不同的方法来平滑包络检波器输出幅度的变化。第一种方法是前面已经讨论过的平均检波，还有两种方法：视频滤波和迹线平均14。下面将对它们进行介绍。
视频滤波
要识别靠近噪声的信号并不只是 EMC 测量遇到的问题。如图 2-27 所示，频谱仪的显示是被测信号加上它自身的内部噪声。为了减小噪声对显示信号幅度的影响，我们常常对显示进行平滑或平均，如图 2-28 所示。频谱仪所包含的可变视频滤波器就是用作此目的。它是一个低通滤波器，位于包络检波器之后，并且决定了视频信号的带宽，该视频信号稍后将被数字化以生成幅度数据。此视频滤波器的截止频率可以减小到小于已选定的分辨率带宽（IF）滤波器的带宽。这时候，视频系统将无法再跟随经过中频链路的信号包络的快速变化。结果就是对被显示信号的平均或平滑。
图 2-27. 频谱分析仪显示的信号加噪声
图 2-28. 图 2-27 中的信号经充分平滑后的显示
图 2-29. VBW 与 RBW 比值分别为 3:1、1:10、1:100 时的平滑效果
这种效果在测量噪声时最为明显，尤其是选用高分辨率带宽的时候。当减小视频带宽，那么噪声峰峰值的波动变化也随之减小。如图 2-29 所示，减小的程度（平均或平滑的程度）随视频带宽和分辨率带宽的比值而变。当比值小于或等于 0.01 时，平滑效果较好，而比值增大时，平滑效果则不太理想。视频滤波器不会对已经平滑的信号迹线（例如显示的正弦信号已可以很好地与噪声区分）有任何影响。
如果将频谱仪设置为正峰值检波模式，可以注意到以下两点：首先，如果 VBW > RBW，则改变分辨率带宽对噪声的峰峰值起伏影响不大。其次，如果 VBW < RBW，则改变视频带宽似乎会影响噪声电平。噪声起伏变化不大是因为频谱仪当前只显示了噪声的峰值。不过，噪声电平表现出随着视频带宽而变，这是由于平均（平滑）处理的变化，因而使被平滑的噪声包络的峰值改变，如图 2-30a。选择平均检波模式，平均噪声电平并不改变，如图 2-30b。
图 2-30a. 正峰值检波模式：减小视频带宽使峰值噪声变小，但不能降低平均噪声电平
图 2-30b. 平均检波模式：无论 VBW 与 RBW 的
比值为多少（3:1、1:10、1:100），噪声电平保持不变
由于视频滤波器有自己的响应时间，因此当视频带宽 VBW 小于分辨率带宽 RBW 时，扫描时间的改变近似与视频带宽的变化成反比，扫描时间（ST）通过以下公式来描述：
分析仪根据视频带宽、扫宽和分辨率带宽，自动设置相应的扫描时间。
迹线平均
数字显示提供了另一种平滑显示的选择：迹线平均。这是与使用平均检波器完全不同的处理过程。它通过逐点的两次或多次扫描来实现平均，每一个显示点的新数值由当前值与前一个平均值再求平均得到：
因此，经过若干扫描后显示会渐渐趋于一个平均值。通过设置发生平均的扫描次数，可以像视频滤波那样选择平均或平滑的程度。图 2-31 显示了不同扫描次数下获得的迹线平均效果。尽管迹线平均不影响扫描时间，但因为多次扫描需要一定的时间，因此要达得期望的平均效果所用的时间与采用视频滤波方式所用的时间大致相同。
图 2-31. 扫描次数分别为 1、5、20、100
（每组扫描对应迹线位置偏移从上到下）时的迹线平均效果
在大多数场合里无论选择哪种显示平滑方式都一样。如果被测信号是噪声或非常接近噪声的低电平正弦信号，则不管使用视频滤波还是迹线平均都会得到相同的效果。
不过，两者之间仍有一个明显的区别。视频滤波是对信号实时地进行平均，即随着扫描的进行我们看到的是屏幕上每个显示点的充分平均或平滑效果。每个点只做一次平均处理，在每次扫描上的处理时间约为 1/VBW。而迹线平均需要进行多次扫描来实现显示信号的充分平均，且每个点上的平均处理发生在多次扫描所需的整个时间周期内。
所以对于某些信号来说，采用不同的平滑方式会得到截然不同的效果。比如对一个频谱随时间变化的信号采用视频平均时，每次扫描都会得到不同的平均结果。但是如果选择迹线平均，所得到的结果将更接近于真实的平均值，见图 2-32a 和 2-32b。
图 2-32a 和 2-32b 显示对调频广播信号分别应用视频滤波和迹线平均，所产生的不同效果。
图 2-32a. 视频滤波
图 2-32b. 迹线平均
时间选通
具有时间选通功能的频谱分析仪可以获得频域上占据相同部分而时域上彼此分离的信号的频谱信息。通过利用外部触发信号调整这些信号间的间隔，可以实现如下功能：
– 测量在时域上彼此分离的多个信号中的任意一个（例如，您可以分离出两个时分而频率相同的无线信号的频谱）
– 测量 TDMA 系统中某个时隙的信号频谱
– 排除干扰信号的频谱，比如去除只存在于一段时间的周期性脉冲边缘的瞬态过程
为什么需要时间选通
传统的频域频谱分析仪在分析某些信号时只能提供有限的信息。这些较难分析的信号类型包括：
– 射频脉冲
– 时间复用
– 时分多址（TDMA）
– 频谱交织或非连续
– 脉冲调制
有些情况，时间选通功能可以帮助您完成一些往常即便有可能进行但也非常困难的测量。
测量时分双工信号
如何使用时间选通功能执行复杂的测量，请见图 2-33a。图中显示了一个简化的数字移动信号，其中包含无线信号 #1 和 #2，它们占据同一频道而时间分用。每路信号发送一个 1 ms 的脉冲，然后关闭，而后另一路信号再发送 1 ms。问题的关键是如何测量每个发射信号单独的频谱。
图 2-33a. 在时域里简化的数字移动无线信号
令人遗憾的是，传统的频谱分析仪并不能实现这一点。它只能显示两个信号的混合频谱，如图 2-33b 所示。而现代分析仪利用时间选通功能以及一个外部触发信号，就能够观察到单独的无线信号 #1（或 #2）的频谱并确定其是否存在所显示的杂散信号，如图2-33c。
调整这些参数可以让您观察到所需的某个时间段的信号频谱。如果刚好在感兴趣的时间段里仅有一个选通信号，那么就可以使用如图 2-34 所示的电平选通信号。但是在许多情况下，选通信号的时间不会与我们要测量的频谱完全吻合。所以更灵活的方法是结合指定的选通时延和选通脉冲宽度采用边缘触发模式来精确定义想测量信号的时间周期。
图 2-34. 电平触发：频谱分析仪只在选通触发信号高于某个确定的电平时才测量频谱
图 2-35. 采用 8 个时隙的 TDMA 信号（本例为 GSM 信号），时隙 0 为“关闭”。
考虑如图 2-35 所示的 8 个时隙的 GSM 信号。每个突发脉冲序列的长度为 0.577 ms，整个帧长 4.615 ms。我们可能只对某个指定时隙内的信号频谱感兴趣。本例中假设 8 个可用时隙中使用了两个（时隙 1 和 3），如图 2-36。
当在频域中观察此信号时，见图 2-37，我们观察到频谱中存在多余的杂散信号。为了解决这个问题并找到干扰信号的来源，我们需要确定它出现在哪一个时隙里。如果要观察时隙 3，我们可以将选通的触发设置在时隙 3 中的突发脉冲序列的上升沿并指定选通时延为 1.4577 ms、选通脉冲宽度为461.60 μs，如图 2-38 所示。选通时延确保了在整个突发脉冲序列持续期间我们只测量时隙 3 信号的频谱。注意一定要谨慎地选择选通开始和停止值，以避开突发脉冲序列的上升沿和下降沿，因为需要在测量前留出一些时间等待 RBW 滤波信号稳定下来。图 2-39. 显示了时隙 3 的频谱，表明杂散信号并不是由此突发脉冲引起的。
实现时间选通的三种常见方法
– FFT 选通
– 本振选通
– 视频选通
图 2-36. 只有时隙 1 和 3“开启”的 GSM 信号在零扫宽（时域）时的显示。
图 2-37. 两个时隙“开启”的 GSM 信号的频域显示，频谱中出现多余的杂散信号。
图 2-38. 使用时间选通观察 GSM 信号时隙 3 的频谱。
图 2-39. 时隙3 的频谱表明杂散信号不是由此突发脉冲导致的。
选通 FFT
Keysight X 系列信号分析仪具有内置的 FFT 功能。在此模式下，触发启用后经过所选时延，频谱仪开始捕获数据并进行 FFT 处理。中频信号经数字化后在 1.83/RBW 的时间周期内被采集。基于这个数据采集计算 FFT，得到信号的频谱。因此，该频谱存在于已知时间段的某个特定时间。当频谱仪扫宽比 FFT 最大宽度窄时，这是速度最快的选通技术。
为了获得尽可能大的频率分辨率，应选择频谱仪可用的最小的 RBW（它的捕获时间与待测时间周期相适应）。但实际中并非总需如此，您可以选择一个较宽的 RBW 同时相应地减小选通脉冲宽度。在 FFT选通应用中最小可用的 RBW 通常比其他选通技术的最小可用 RBW 更窄，因为在其他技术里中频必须在脉冲持续期内充分稳定，这需要比 1.83/RBW 更长的时间。
本振选通
本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。
图 2-40. 在本振选通模式下，本振只在选通间隔内扫描
本振选通
本振选通有时也称为扫描选通，是另一项时间选通技术。在本振选通模式下，我们通过控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本振，如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样，当选通信号开启时，本振信号在频率上爬升。当选通关闭后，扫描发生器的输出电压固定，本振在频率上停止上升。由于这种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间内对多个信号收集单元进行测量，因此它的速度比视频选通快很多。我们同样以前面提到的 GSM 信号为例。
用标准非选通模式的 X 系列信号分析仪扫过 1 MHz 扫宽需要 14.6 ms，如图 2-41 所示。如果选通脉冲宽度为 0.3 ms，频谱仪必须在 49（14.6 除以 0.3）个选通信号间隔时间内扫描；如果 GSM 信号的完整帧长为 4.615 ms，那么总的测量时间就等于 49 个选通信号间隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。这与后面所说的视频选通技术相比在速度上有了很大的提高。X 系列信号分析仪和 PSA 系列频谱分析仪均具有本振选通功能。
图 2-41. GSM 信号频谱
视频选通
一些频谱仪（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了视频选通的信号分析技术。这种情况下，当选通信号处于截止状态时视频电压被关闭或为“负无穷大”。检波器设置为峰值检波，扫描时间的设置必须保证选通信号在每个显示点或信号收集单元内至少出现一次，从而确保峰值检波器能够获得相应时间间隔内的真实数据，否则会出现没有数据值的迹线点，进而导致不完整的显示频谱。因此，最小扫描时间 = 显示点数 N x 突发脉冲的时间周期。例如，在 GSM 测量中，完整帧长为 4.615 ms，假设 ESA 频谱仪设置为缺省显示点数 401，那么对于 GSM 视频选通测量的最小扫描时间是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。
有些 TDMA 格式的周期时间长达 90 ms，导致如果使用视频选通技术需要很长的扫描时间。现在，您已经知道典型的模拟频谱分析仪的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下来要讨论的是当使用数字技术替代某些模拟电路时，对频谱分析仪的性能有何改善。
图 2-42. 具有视频选通的频谱分析仪的结构框图
审核编辑：汤梓红
工商网监
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