基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计

基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计

摘要：介绍了PFC控制器FAN4810的主要特性，同时给出了基于FAN4810的500W高性能PFC预调节器的设计程序与方法。

关键词：FAN4810；PFC变换器；电路设计

0        引言

将基于功率因数控制器的有源功率因数校正（PFC）预调节器应用于分布式电源系统的前端时，能使非线性负载呈现纯电阻性，迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压，并且与线路电压保持同相位，因而线路功率因数几乎达到1。有源PFC预调节器的DC输出电压必须高于AC线路电压的峰值。对于270V的AC最高输入线路电压，PFC升压变换器的DC输出稳定电压通常是385V或400V。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器FAN4810的PFC升压变换器，有着宽输入电压范围和宽输出功率电平，符合IEC1000-3-2规范和UL1950标准，具有超快速PFC响应。本文简要介绍了PFC控制器FAN4810的主要特点，给出了完整的应用电路，重点介绍了利用FAN4810控制器的500WPFC预变换器设计。

1    FAN4810的基本结构及主要特点

    FAN4810采用16引脚DIP和16引脚SOIC封装，芯片电路组成框图如图1所示。

图1    FAN4810芯片电路组成框图

    FAN4810是一种平均电流、连续升压前沿PFC控制器，其主要特点如下：

    1）含有Tri-faultDetect^TM功能，符合UL1950安全标准。万一反馈通路失效，反馈脚V_FB上电压太高、太低或开路，三故障（Tri-fault）检测电路将终止PFC驱动；

    2）压摆率增强的跨导电流误差放大器（IEA），提供超快速PFC响应；

    3）内置增益调制器，并且有3个输入，即AC线路电流参考输入I_AC、AC线路电压检测输入V_RMS和PFC输出电压反馈误差放大器（VEA）输出V_EAO，这种3输入增益调制器，对PFC起核心控制作用；

    4）带有输出过电压保护（OVP）、输入电压过低（brown-out）保护、V_CC欠压锁定（UVLO）、峰值电流限制和软启动功能；

    5）带开/关PWM时钟输入（脚CLKSD）和同步时钟输出（脚CLKOUT）；

    6）V_CC启动门限为13V，关闭门限是10.8V，启动电流约200μA，在V_CC=15V下的工作电流约5.5mA；

    7）栅极驱动电流容量达±1A。

2    应用电路与设计

2.1    应用电路及操作

    图2示出了由FAN4810组成的一个500W有源PFC升压变换器电路。

图2    基于FAN4810的500WPFC预变换器电路

    在接通AC线路电源后，当电容C₁₅通过R₁₃和R₁₄被充电到13V时，FAN4810启动。启动时，在PFC开关Q₁导通之前，为保证PFC操作，通过二极管D₂的电流迅速对C₅充电到AC线路电压峰值。当Q₁关断时，C₅上电压经L₁升压至400V。升压电感器L₁的辅助绕组及D₃，D₄，C₁₂，C₁₆和R₁₀，C₁₅组成的全波整流滤波电路，为FAN4810脚V_CC提供15V的DC工作电压。Q₄，R₁₆和C₂₀等组成软启动电路，FAN4810误差放大器输出V_EAO被迫跟随Q₄对C₂₀充电。当C₂₀被充电至VREF（7.5V）时，Q₄截止。

2.2    设计程序与方法

2.2.1    PFC升压变换器基本参数

    图2所示的PFC升压变换器电路主要参数为：

    输出功率    P_o=500W；

    最低AC线路电压    V_MIN=80V；

    最高AC线路电压    V_MAX=264V；

    DC输出电压    V_o=400V（正常值），最小值V_o(MIN)=300V；

    变换效率    η=0.93；

    开关频率    f_s=100kHz；

    总电流谐波失真    THD=5％。

2.2.2    主要电路和元件参数选取

    根据PFC变换器的技术条件和FAN4810的电气特性，可以确定主要元件的选取。

2.2.2.1    升压电感器L₁电感值的确定

    PFC变换器在连续导通模式（CCM）下工作，最大峰值AC线路电流I_IN（PK）为

    I_IN(PK)===9.5A

    高频电流峰—峰值ΔI可按I_IN(PK)的20％来处理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通过L₁的最大电流为

    I_L(MAX)=I_IN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A

    开关占空因数D为

    D==0.717

    L₁的电感值可由式（1）确定。

    L=    （1）

    将相关数据代入式（1）得到L=426μH，可选择420μH（电流容量为10A）。

2.2.2.2    输出电容C₅的选择

    支持（hold-up）时间t_HLD是确定C₅容值的主要依据。t_HLD是在AC电源中断之后，变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间，C₅中储存的能量J=P_ot_HLD，同时还可表示为J=〔CV_o²－C〕，由此可得

    C=（2）

    可选取t_HLD=20ms，同时将P_o=500W，V_o=400V和V_o(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可选择330μF/450V的高压铝电解电容器。

2.2.2.3    振荡器定时元件R₆和C₁₈的选择

    FAN4810脚7外部电阻R₆和电容C₁₈共同设置振荡器频率f_s。

    f_s=（3）

    由于f_s=100kHz，若选择C₁₈=470pF，R₆的阻值为41.75kΩ，可选取41.2kΩ。

2.2.2.4    增益调制器输入电路元件的选择

    增益调制器在脚2（I_AC）上的输入电流由电阻R₁(R_1A＋R_1B)来编程。R₁可利用式（4）确定。

    R₁≤（4）

式中：G_MAX=2，是增益调制器最大增益；

      R_MO=3.6kΩ，是增益调制器输出电阻；

      V_GMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大输出电压。

又V_MIN=80V，据此可得R₁=1.06MΩ，可采用两只453kΩ的电阻串联而成，功耗均为（1/8）W。

    R₂(R_2A＋R_2B)和R₃与R₄组成电阻分压器，同时R₂，R₃，R₄和C₃，C₂组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低AC线路电压V_MIN下有一个最大增益，电阻分压比必须给出一个1.1V的平均DC电压施加到FAN4810的脚4（V_RMS）。平均线路电压V_AV为

    V_AV=V_MIN=×80=72.1V

    通常R₂＋R₃取1MΩ左右。若取R₂(R_2A＋R_2B)=R₁=2×453kΩ=906kΩ，则R₃的数值可选取100kΩ。

    由于FAN4810脚4上的电压是1.1V，通过R₂和R₃的电流为

    I_(R2＋R3)===70.5μA

    这一电流绝大部分通过R₄，因而R₄近似为

    R₄==15.67kΩ

    可选取R₄=15.8kΩ。

    滤波电容C₃和C₂分别由式（5）和式（6）确定。

    C₃=（5）

    C₂=（6）

式中：f₁=15Hz和f₂=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。

    将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，C₃可选择0.1μF/50V、C₂选择0.47μF/16V的标准电容器。

2.2.2.    电流感测电阻R₅的选择

    FAN4810脚3通过R₁₇和C₁₉组成的滤波电路连接电流感测电阻R₅(R_5A＋R_5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（ISENSE）。R₅上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益V_GMO(MAX)，即

    R₅≤V_GMO(MAX)/I_L(MAX)（7）

式中：V_GMO(MAX)=0.75V，I_L(MAX)=10.45A。

    因此，R₅≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。

2.2.2.6    电流误差放大器补偿网络元件的选择

    FAN4810脚1（IEAO）与脚14（V_REF）之间连接的R₁₂，C₆和C₇，组成电流误差放大器补偿网络。

    FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率f_c(c1)上电流环路的开环增益G_PWM(BOOST)为

    G_PWM(BOOST)=（8）

式中：f_c(c1)=0.1f_s=10kHz；

      V_RAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压；

      V_o=400V，R_s=R₅=0.05Ω，L=420μH。

因此根据式（8）可得G_PWM(BOOST)=0.303。

    在跨越频率上的电流误差放大器增益为

    G_c(c)==3.3

    R₁₂可通过式（9）计算。

    R₁₂=G_c(c)/G_(ca)（9）

式中：电流误差放大器跨导G_(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。

因此R₁₂=3.3/0.1mS=33kΩ，实际选择33.2kΩ。

    电容C₆和C₇容值分别利用式（10）和式（11）计算。

    C₆=（10）

    C₇=（11）

式中：f_c1(z)=0.2f_c(c1)=2kHz，f_c1(p)=10f_c(c1)=100kHz，

    分别是两个补偿网络的零点和极点频率。根据式（10）和式（11）计算C₆=2.39nF，C₇=47.9pF，实际选取C₆=2.2nF，C₇=47pF。

2.2.2.7    电压误差放大器补偿网络元件的选取

    R₇(R_7A＋R_7B＋R_7C)和R₈组成的电阻分压器，为电压调整环路提供反馈信号，并施加到FAN4810的脚15（FB）。电压误差放大器输出端（脚16）与地之间连接的R₁₁，C₈和R₇，组成电压环路的补偿网络。

    电压误差放大器的同相输入端，在内部连接2.5V的参考电压。推荐R₈=2.37kΩ，流过R₈的电流为

    I_R8=V_REF/R₈=2.5V/2.37kΩ=1.055mA

    R₇可利用式（12）计算。

    R₇≈(V_BUS－V_REF)/IR8（12）

式中：V_BUS=400V，为DC总线电压。

根据式（12）可得R₇=376.78kΩ，可选取381kΩ，用3只127kΩ的电阻（R_7A，R_7B和R_7C）相串联。

    在电压误差放大器补偿网络中，电容C₉主要用于衰减二次谐波。C₉的容值可通过式（13）计算。

    C₉=（13）

式中：f_in为AC输入线路频率(50/60Hz)；

      Z_EA(SH)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。

    在PFC变换器输出电容C₅（330μF）上的二次谐波电压纹波经R₇和R₈组成的电阻分压器和FAN4810的脚15（V_FB），反馈到电压误差放大器反相输入端（同相输入端为2.5V的参考电压）。电压误差放大器的输出电压范围从0.1V到6.7V，跨导g_va=0.065mS，结合DC输出电压分压比R₈/(R₇＋R₈)，可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益G_EA(SH)=7.33。因此，可以计算出Z_EA(SH)=G_EA(SH)/0.065mS=112769Ω。将该数值和f_in=60Hz代入式（13）得到C₉=0.011μF，可选择0.01μF/50V的标准电容器。

    飞兆（Fairchild）半导体公司建议FAN4810电压控制环路的跨越频率f_c(v1)=30Hz，零点频率f_v1(z)=3Hz。不难计算在跨越频率（30Hz）上电压误差放大器增益G_EA(FC)=36.7，于是补偿网络中电阻R₁₁的取值为

    R₁₁=（14）

    将G_EA(FC)=36.7和g_va=0.065mS代入式（14）得到R₁₁=508.15kΩ，可选择510kΩ的标准电阻。

    电容C₈可通过式（15）计算。

    C₈=（15）

    将f_v1(z)=3Hz和R₁₁=510kΩ代入式（15），得到C₈=0.104μF，可选择0.1μF的标准值。

2.2.2.8    功率开关Q₁和升压二极管D1的选择

    Q₁和D₁的耐压至少是500V，以能安全承受400V的DC升压电压。由于通过升压电感器L₁的最大峰值电流I_L(MAX)=10.45A，故Q₁和D₁的峰值电流容量不能低于10.45A。推荐升压二极管D₁选用ISL9R1560P2 ，Q₁选用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或选用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2 D等IGBTs。

3    实验结果    

    对于图2所示的PFC升压变换器电路，按设计结果选择元器件，焊接在PCB上经检查无误后，在AC输入端串接上AC250V/8A的保险丝F1。为安全起见，可在输出端（香蕉插头J₃和J₄）接100W的负载，并接一块DC电压表。在输入端（J₁和J₂）连接一个隔离可调的AC电源（通常为交流调压器），使AC输入电压从零缓慢增加到90V时，PFC变换器输出在5s之内应为DC（400±5）V。当断开AC输入时，输出电压应降至零。尔后，在PFC输出端接500W负载。

    当负载从50W逐步增加到500W时，变换器效率和THD变化曲线如图3所示。图4为AC输入电流波形，图5为PFC变换器输入电压（经全波整流的AC线路电压）和DC输出电压纹波波形。

图3    效率、THD与输出功率关系曲线

图4    AC线路输入电流波形

图5    输入电压及输出电压纹波波形

4    结语

    采用带Tri-fault Detect^TM功能的连续模式平均电流型功率因数控制器FAN4810设计的500WPFC升压变换器，工作稳定可靠，AC输入电流谐波被控制在IEC61000-3-2标准限量之内，线路功率因数达0.99－0.995。